频谱有效的多流通信设备和方法与流程

本发明涉及一种通信设备与方法，尤其涉及一种毫米波(mmwave)mimo设置中的通信设备和方法。

背景技术：

为了满足无线通信中不断增加的数据速率需求，可以利用mmwave频率，因为这些频带中存在大部分未充分利用的频谱。然而，在mmwave频谱中存在与通信相关的几个问题。由于mmwave信道呈现高路径损耗，为了克服这种影响，通信必须采用大型天线阵列的波束赋形。此外，收发机架构必须考虑诸如模数转换器(analogue-to-digitalconvertor，adc)和数模转换器(digital-to-analogueconvertor，dac)的电子组件的功耗，其随着采样频率的增加而上升。最后，mmwave信道呈现特定的特征，例如一定程度的稀疏性和快速时变性(多普勒效应)。

为了降低计算和硬件复杂度，针对mmwave通信，考虑两种阶段发射机(tx)和接收机(rx)架构。一个阶段是频率无关块，进行tx或rx波束赋形，这可以在模拟域或数字域中实现。这个阶段可以选择性地在tx或rx处考虑。另一阶段是分别在tx或rx处的全数字预编码器或均衡器。图1中给出了这种架构的图示。

通信系统10包括发射机11和接收机12。通信通过信道13发生。发射机11包括与第二波束赋形阶段112连接的第一预编码阶段111，第二波束赋形阶段112与发射机天线阵列113连接。接收机12包括接收机天线阵列121，接收机天线阵列121与第一波束赋形阶段122连接，第一波束赋形阶段122又连接到第二均衡化阶段123。

两个阶段都可以利用多个数据流进行操作，即支持mimo传输。通常数据流的数量明显小于发射或接收天线的数量。在无线接入场景中，tx和rx可以不对称，具有不同大小的天线阵列。

最后，与其他商业上使用的系统类似，mmwave通信系统可以采用基于块的传输，利用插入的冗余块确保不会出现由于多径无线信道的块间干扰。

因为涉及非常大型的天线阵列，并且由于mmwave信道快速变化，所以mmwave系统中的信道估计是一个复杂的问题。由于这个原因，设计不需要完整发送信道状态信息的mmwave发射机具有特别的实际意义。在半开环型的传输模式中，自适应的发射机通常仅依赖于缓慢变化的信道特性，这些信道特性更容易估计，而接收机可以有更准确的信道信息。

在块传输方案中增加冗余，可以消除块间干扰，并且引出用于减轻块中的符号间干扰(intersymbolinterference，isi)问题的非常有效的方法。要增加的冗余量与mmwave信道时延扩展直接相关。通过采用tx或rx波束赋形(beamforming，bf)可以减少有效信道时延扩展。然而，在mmwavemimo传输中，不同的数据流可以在完全不同的物理路径上移动。因此，如果应用标准的波束赋形技术，则产生的mimo信道脉冲响应可能仍然很长，这导致大的冗余块或保护间隔(guardperiod，gp)。本发明中考虑的频谱有效的mmwavemimo传输旨在减少该gp开销。

技术实现要素：

因此，本发明的目的是提供一种装置和方法，其允许在快速变化的信道上以非常高的频率进行频谱有效的通信，而不需要大量的计算复杂度或复杂的硬件。

该目的通过装置的权利要求1和方法的权利要求15的特征解决。从属权利要求包含进一步的情况。

本发明提出了一种用于利用块传输进行mmwave通信的新的半开环多流(mimo)收发机方案。该方案的一些特征可归纳如下：

-自适应的tx仅利用不同路径的到达时间及其空间特性来设计发送bf。

-自适应的tx采用不同传输流的延迟，使其在rx处大致对齐。这样，用于块间干扰消除所需的gp被最小化。

-自适应的rx有效信道(包括tx和rxbf)估计和mimo均衡化方案。

该方案产生计算有效的多流mmwave通信，其可以依赖于用于快速变化的信道的实际和简单的信道估计，其中，gp显著减少。

根据本发明的第一方面，提供了一种基于输入信号生成多流传输信号的通信设备。通信设备包括波束延迟对准器，其用于，确定到另一通信设备的多流传输信号的多个传输波束信道的传输时延，以及延迟对应于多流传输信号的传输波束信道的传输波束信号，补偿确定的传输时延。传输波束信号根据输入信号得到。因此，可以在接收器处对齐不同传输波束信号的到达时间，从而显著减少必要的保护间隔持续时间。这使得频谱可以被有效使用，而不需要很大的计算复杂度或复杂的硬件。

根据第一方面的第一实现形式，波束延迟对准器用于延迟传输波束信号，使得多流传输信号中各个信号同时到达另一通信设备。因此，可以实现必要的保护间隔长度的进一步减小。

根据第一方面的第二实现形式或根据第一方面的第一实现形式，通信设备包括波束形成器，用于对延迟的传输波束信号进行波束赋形，产生要发送的多流传输信号。由此可以实现信道的有效使用。

根据第一方面的第三实现形式或根据先前的实现形式，通信设备还包括天线阵列，天线阵列包括多个天线。多个天线中的每个天线被配备多流传输信号的多个传输信号中的特定一个。天线阵列用于发送多流传输信号。需要注意的是，不是为天线阵列中的每个天线提供单个多流传输符号，而是可以对来自多个流的符号进行扰动，并乘以前一预编码阶段中的预编码系数。另外，它们在达到天线之前乘以波束赋形阶段中的波束赋形系数。通过波束赋形阶段，每个天线被配备由多流传输信号的多个传输信号得到的信号。这可实现使用可用信道的有效波束赋形。

根据第一方面的第四实现形式或根据先前的实现形式，波束延迟对准器用于基于多个传输波束信道中的每个传输波束信道上所接收的导频序列的传输时延确定传输波束信号的传输时延，或者基于从另一通信设备接收的传输时延反馈信号确定传输波束信号的传输时延。由此可以容易地确定每个传输波束信道的所需时延。

根据第一方面的第五实现形式或根据先前的实现形式，通信设备还包括波形处理器，用于根据预编码信号生成传输波束信号。这可实现传输波束信号的有效生成。

根据前一实现形式的一种实现形式，波形处理器用于通过快速傅里叶逆变换生成传输波束信号。在这种情况下，传输波束信号是ofdm信号。这可实现频谱的特别有效的使用。

根据先前两种实现形式中任一实现形式的另一实现形式，波形处理器包括保护间隔插入器，用于在传输波束信号的每个块之后插入保护间隔。这可实现防止块间干扰。

根据前一实现形式的一种实现形式，保护间隔插入器用于基于确定的传输信道条件的统计，动态地确定保护间隔的长度。这可实现特别有效的频谱使用。

根据第一方面的另一实现形式或根据先前的实现形式，通信设备包括预编码器，用于对根据输入信号得到的调制信号进行预编码，产生预编码信号。预编码基于信道统计。这进一步提高了传输的效率。

根据第一方面的另一实现形式或根据先前的实现形式，通信设备是毫米波通信设备。特别是在较高频率下，先前示出的特征显著提高了频谱效率。

根据本发明的第二方面，提供了一种通信系统。通信系统包括根据本发明的第一方面的通信设备，以及另一通信设备。该通信设备用于向另一通信设备传输多流传输信号。另一通信设备用于接收多流传输信号。这可实现该通信设备和另一通信设备之间的非常频谱有效的通信。

根据本发明的第二方面的一种实现形式，该通信设备是根据第一方面的第四实现形式的通信设备。

如果波束延迟对准器用于基于传输波束信道的每个传输波束信道上所接收的导频序列的传输时延确定传输波束信号的传输时延，则另一通信设备包括导频序列发生器，用于生成导频序列，另一通信设备用于向该通信设备传输导频序列，以及该通信设备的波束延迟对准器用于基于多个传输波束信道的每个传输波束信道上的导频序列的传输时延确定传输波束信号的传输时延。

另一方面，如果波束延迟对准器用于基于从另一通信设备接收的传输时延反馈信号确定传输波束信号的传输时延，则该通信设备包括导频序列发生器，用于生成导频序列，该通信设备用于向另一通信设备传输导频序列，另一通信设备用于确定多流传输信号的多个传输波束信道的传输时延，并且基于此向该通信设备发送时延反馈信号。该通信设备的波束延迟对准器还用于基于传输时延反馈信号确定传输波束信号的传输时延。这使得两种可替换的方法容易地确定传输波束信号的传输延时。

根据第二方面的第二实现形式或根据第二方面的第一实现形式，该通信设备用于向另一通信设备发送另一导频序列。另一通信设备用于接收另一导频序列。另一通信设备还包括信道估计器，用于基于接收到的另一导频序列，对该通信设备与另一通信设备之间的通信波束信道进行信道估计。另一通信设备还包括均衡器，用于基于信道估计对接收信号进行均衡化。这使得所获得的带宽增加而不需要另一频谱。

根据本发明的第三方面，提供了一种从通信设备通信到另一通信设备的通信方法。该通信通过基于输入信号生成多流传输信号发生。该方法包括：确定到另一通信设备的多流传输信号的多个传输波束信道的传输时延，以及延迟对应于多流传输信号的传输波束信道的传输波束信号，补偿确定的传输时延。传输波束信号根据相应的输入信号得到。因此，可以在接收器处对齐不同传输波束信号的到达时间，从而显著减少必要的保护间隔持续时间。这使得频谱有效使用而不需要大量的计算复杂度或复杂的硬件。

根据第三方面的第一实现形式，传输波束信号被延迟，使得多流传输信号中各个信号同时到达另一通信设备。因此，可以实现必要的保护间隔长度的进一步减小。

根据第三方面的第二实现形式或根据前一实现形式，对延迟的传输波束信号进行波束赋形，产生要发送的多流传输信号。由此可以实现信道的有效使用。

根据第三方面的第三实现形式或根据先前的实现形式，多流传输信号的多个传输信号中的特定一个被提供给包括多个天线的天线阵列中的天线。多流传输信号由天线阵列发送。需要注意的是，不是为天线阵列中的每个天线提供单个多流传输符号，而是可以对来自多个流的符号进行扰动，并乘以前一预编码阶段中的预编码系数。另外，它们在达到天线之前乘以波束赋形阶段中的波束赋形系数。通过波束赋形阶段，每个天线被配备由多流传输信号的多个传输信号得到的信号。这可实现使用可用信道的有效波束赋形。

根据第三方面的第四实现形式或根据先前的实现形式，传输波束信号的传输时延是基于多个传输波束信道中的每个传输波束信道上所接收的导频序列的传输时延确定的，或者基于由另一通信设备生成并向通信设备发送的传输时延反馈信号确定的。由此可以容易地确定每个传输波束信道的所需时延。

根据第三方面的第五实现形式或根据先前的实现形式中的任一实现形式，进行波形处理以从预编码信号生成传输波束信号。这可实现传输波束信号的有效生成。

根据前一实现形式的一种实现形式，通过快速傅里叶逆变换生成传输波束信号，以及传输波束信号是ofdm信号。这可实现频谱的特别有效使用。

根据第三方面的先前两种实现形式中任一实现形式的另一实现形式，在传输波束信号的每个块之后插入保护间隔。这可实现防止块间干扰。

根据前一实现形式的另一实现形式，基于确定的传输信道条件的统计，动态地确定保护间隔的长度。这可实现特别有效的频谱使用。

根据第三方面的另一实现形式或根据先前的实现形式中的任一实现形式，对由输入信号得到的调制信号进行预编码，产生预编码信号。预编码基于信道统计。这进一步提高了传输的效率。

根据第三方面的另一实现形式或根据先前示出的实现形式中的任一实现形式，通信设备和另一通信设备是毫米波通信设备。特别是在该频带中，先前示出的特征显著提高了频谱效率。

总体上，必须注意，本申请中所描述的所有布置、设备、元件、单元和装置等可以通过软件或硬件元件或其任何种类的组合来实现。此外，设备可以是处理器或者可以包括处理器，其中，本申请中所描述的元件、单元和装置的功能可以在一个或多个处理器中实现。本申请中所描述的各种实体执行的所有步骤以及所描述的将由各种实体执行的功能意在指各实体被适配为或被配置为执行各步骤和功能。即使在以下描述或具体实施例中，由通用实体执行的具体功能或步骤没有反映在执行该具体步骤或功能的该实体的具体元件的描述中，本领域技术人员应清楚这些方法和功能可以在各软件或硬件元件或其任何种类的组合中实现。

附图说明

下面参考附图，结合本发明的实施例详细说明本发明，其中

图1示出了示例性通信系统；

图2示出了mmwave信道的示例性空间波瓣的二维表示；

图3示出了mmwave信道的示例性功率方位角时延谱；

图4示出了本发明第一方面的实施例；

图5示出了本发明第三方面的第一实施例；

图6示出了本发明第三方面的第二实施例；

图7示出了通过使用本发明可实现的结果；

图8示出了现有技术的mimo通信系统中不同通信波束的不同信道时延；

图9示出了在本发明通信系统中通信波束的显著减少的时延扩展，以及

图10示出了与普通mimo通信系统相比的本发明通信系统的必要保护间隔长度。

具体实施方式

首先，在图1中，描述了常规的两阶段mimo通信系统的构造。在图2和图3中，示出了mimo毫米波通信信道的特殊特性。在图4中，示出了本发明第一方面的实施例的结构和功能以及本发明的第二方面。最后，在图5和图6中，示出了根据本发明第三方面的方法的不同实施例的功能。在图7至图10，可视化了通过使用本发明可实现的结果。不同附图中类似的实体和附图标记已部分省略。

本发明由用于mmwavemimo通信的新的收发机架构以及基于该新的收发机架构的相应信道估计和数据传输过程构成。

所提出的收发机设计的动机源于mmwave信道的特定属性，可概括如下。mmwave信道呈现稀疏性，因为其通常只有几个空间波瓣承载信号能量的主要部分。这是与可以观察到更多空间丰富度的子6ghz无线信道相比，显著的差异。几个时间集群可能出现在一个波瓣中，例如壁反射，但在mmwave信道中通常只能看到一个。空间波瓣的概念的图示在图2中示出。

可以清楚地看出，仅存在三个相对窄的宽度的空间波瓣。

mmwave信道中的时间集群通常包含少量的可解析路径。

这种时间集群在图3中示出。可以清楚地看出，一个空间波瓣内，通常只有低时延扩展。由此产生，窄的空间波瓣被障碍物均匀地反射，并且空间波瓣中的大部分在相似的时间到达接收机。

可以得出结论，与总信道时延扩展相比，在一个空间波瓣内且特别是在一个时间集群内的信道时延扩展明显较小。基于这些观察，以下提出了更加频谱有效的mmwavemimo传输方案。

图4中给出了所提出架构的图示，其与图1的两阶段框架具有一些相似点。本发明针对下行链路(downlink，dl)场景，tx是mmwave基站(basestation，bs)，rx表示mmwave移动站(mobilestation，ms)。但这不应被理解为限制范围。此外，本发明的特殊情况是在回程型链路中，rx是另一bs。

图4中，示出了包括例如基站的发射机41和例如移动站的接收机42的通信系统40。发射机41通过信道43与接收机42通信。

发射机41包括预编码器431，预编码器431与波形处理器432连接，波形处理器432又与波束延迟对准器433连接，波束延迟对准器433还与波束形成器434连接，波束形成器434又与由多个发射机天线组成的天线阵列435连接。

预编码器431被提供有输入信号，例如包括多个数据流的任意编码和调制的信号。调制可以例如是相移键控或正交振幅调制。预编码器431进行基于信道统计的统计预编码。特别地，该块基于除了关于主路径的空间信息之外的缓慢变化信道参数对tx流进行预编码。例如，其可以应用波束功率控制。

产生的预编码信号被传递到波形处理器432，波形处理器432用于生成多个传输波束信号。例如，这通过快速傅里叶逆变换，产生多个ofdm传输波束信号来完成。

此外，波形处理器432包括保护间隔插入器，用于在传输波束信号的每个块之后插入保护间隔。可选地，这种保护间隔插入能够具有动态性质，意味着保护间隔的长度适于确定的传输信道统计。此外，波形处理器432进行串行化和脉冲整形。

产生的传输波束信号被传递到波束延迟对准器433，波束延迟对准器433确定到接收机42的多流传输信号的多个传输波束信道的传输时延。基于所确定的时延，波束延迟对准器433延迟相应的传输波束信号，补偿所确定的传输时延。因为不同的tx数据流在信道43内的不同主路径上发送，所以这是可能的。因为现在保护间隔仅需要匹配一个空间波瓣或时间集群时延扩展，而不需要匹配完整的mimo信道时延扩展，使得必要的保护间隔持续时间显著减少。

产生的延迟的传输波束信号被传递到波束形成器434。波束形成器434对延迟的传输波束信号进行波束赋形，产生由要发送的多个传输信号组成的多流传输信号。

应注意，实践中使用的adc的数量可能大致匹配主集群/路径的数量。所提出的方案中的波束的数量等于tx数据流的数量，即每个tx-rx波束对承载一个数据流，该数据流被波束延迟对准器433适当地延迟。波束形成器434可以在模拟域或数字域中实现。在模拟波束赋形的情况下，包含adc的传输射频链可以放置在波束延迟对准器433之前，或者放置在波束形成器434之前，以查看dl信号传输路径。

模拟波束赋形可以在基带(baseband，bb)中以中频(intermediatefrequency，if)或以射频(radiofrequency，rf)进行，这确定了其他必要的无线电电子组件的位置，如混频器、上变频器等。在数字波束赋形的情况下，adc和rf链的其余部分放置在发送侧天线阵列435之前。

产生的传输信号被传递到天线阵列435的各个天线，并由此传输到信道43中。

对于目前的通信场景，存在适合的天线阵列的不同的可能的实现。完全连接的天线阵列具有与阵列的所有天线元件连接的所有rf链。子阵列架构假设不同的rf链与阵列中不相交的天线元件子集连接。在典型的dl无线接入应用场景中，tx是配备与rx(ms)相比更大的阵列的bs。由于这个原因，tx能够产生更尖的波束，并且图4中的虚线所示的来自传播到不期望的发送方向的干扰可以被认为很小。

接收机42还包括天线阵列421，天线阵列421与波束形成器422连接。波束形成器422还与波形处理器423连接，波形处理器423还与均衡器424和信道估计器425连接，信道估计器425也与均衡器424连接。

已经通过信道43的接收到的传输信号由天线阵列421传递到波束形成器422。该模块进行rx波束赋形。如果rx是ms，由于天线阵列421中的天线元件的数量少于天线阵列435中的天线元件的数量，所以rx波束通常比tx波束宽。因此，rx检测到来自散射体的更多的路径，如图4中所示。

与tx波束形成器434类似，rx波束形成器422的不同实现，在模拟域或数字域的实现，是可能的。如果该块在模拟域中实现，则包含数模转换器(dac)的rf链可以放置在rx波束形成器422之后。在rx是另一个bs的特殊情况下，更尖的rx波束可以采用通常为bs单元假设的较大天线阵列来正常实现。不排除rx不进行bf的情况。

在将接收到的传输信号重新集成为多个接收波束信号之后，这些信号被传递到波形处理器423。在那里，进行关于波形处理器432的逆波形处理。在ofdm的示例中，波形处理器423进行保护间隔移除和快速傅里叶变换，但其他波形变体也是可能的。基于波形处理的结果，由信道估计器425进行信道估计。特别地，该块对瞬时有效mimo信道进行估计。注意，与由tx/rx天线的数量定义的无线电(mmwave)信道矩阵相比，由流的数量定义的有效mimo信道矩阵具有显著减小的尺寸。

特别地，基于瞬时有效信道估计，该模块执行任意的mimo均衡化技术。如果承载不同数据流的tx-rx波束对彼此不完全隔离，则需要mimo均衡化。在tx和rx都具有非常大的天线阵列的情况下，例如在回程的bs到bs传输中，近似的空中隔离是可能的。在后一种情况下，该方案简化为多个并行的有效单输入单输出(single-inputsingle-output，siso)信道，在这些信道的每个信道上具有减少的时延扩展。

然后，均衡器424输出均衡后的数据流用于进一步处理，例如解调、解码等。应注意，不排除均衡化和解调/解码阶段在一个块中的迭代的rx设计。

图5中概括了图4中所提出的收发机架构的信道估计和数据传输的过程。在目标的dl场景中，bs是tx，而ms是rx，并且这些缩写可互换使用。然而，注意，在中间上行链路步骤的一些步骤中，在bs正在接收信号同时ms正在进行发送。

在步骤50，51中，rx和tx交换训练报文以检测主信道路径并进行波束对准。该训练阶段的一种可能的实现是使用分级码本以分别将出发和到达方向对准tx和rx，但其他波束寻找/对准算法也是可能的。该阶段中不需要快速衰落信道估计，因为后续步骤仅需要空间信息以及可选地其他缓慢变化信道信息。在步骤52中，tx基于可用的部分csi计算tx波束形成器和统计的预编码矩阵。一种实现方式选择是使用由观察方向上的导向矢量定义的常规波束形成器，但也可以使用其他的bf方法。在步骤53中，rx以步骤52中描述的类似方式计算其波束形成器。

在步骤54中，ms为bs发送导频报文以估计主路径的时延。注意，步骤54可以与步骤50和51结合。另一种实现方式选择是bs发送用于时延估计的训练报文，这可以与步骤51结合。在这种情况下，步骤54减少为发送关于估计的时延的反馈，其中，估计基于dl传输在ms处完成。在步骤55中，bs估计主路径时延。一种实现方式可能性是使用与基于lte上行链路中的训练序列的定时提前量(timingadvance，ta)估计类似的算法，但不排除其他的实现方式。

在可选的步骤56中，ms发送用于估计其他信道脉冲响应(channelimpulseresponse，cir)参数的训练报文，例如时间集群的数量等。注意，该步骤可以与步骤54和/或步骤50，51结合。在另一可选的步骤57中，tx基于可用的发送csi选择优选的gp。在步骤58中，tx发送用于有效信道估计的dl导频。有效信道可以看作是rxbf、无线电信道和txbf的卷积。

在步骤59中，rx使用任意的mimo信道估计方法进行有效信道估计。由于与无线电信道矩阵相比，有效信道矩阵具有显著减小的尺寸，因此可以应用多个mimo信道估计方案。在步骤60中，基于估计的快速衰落有效csi，rx在波形处理和gp移除之后进行任意的mimo均衡化算法。在rx处也有大型天线阵列的特殊情况下，可以省略mimo均衡化，因为流近似无干扰。在步骤61中，tx进行波束延迟操作。在步骤62中，tx在由rx接收和处理的不同的延迟的波束上发送不同的数据流。

应注意，图5中示出的所提出的传输方案可应用于频分双工(frequencydivisionduplex，fdd)和时分双工(timedivision，tdd)通信模式中。虽然tdd模式由于信道互易性而适合，但是可能在应用校准之后，用于所提出的方案的在tx处所需的路径时延和空间信道信息预期在fdd的两个单独的通信信道中不会改变很多。

而且，在图6中，示出了根据本发明第三方面的方法的基本实现方式。在第一步骤中，确定从通信设备到另一通信设备的多流传输信号的多个传输波束信道的传输时延。在第二步骤101中，对应于在步骤100中确定的传输波束信道时延，延迟传输波束信号。这种故意的延迟补偿确定的传输时延。

由于根据第一方面的所提出的设备、根据第二方面的系统和根据第三方面的方法非常密切相关，所以关于根据第三方面的方法，也应考虑关于第一方面和第二方面的上述细节。

下文中，所提出的方案的性能参照图7至图10所示。

数值评估基于实现的2x2(2个数据流)mimo-ofdm链路级模拟链。使用以下系统参数和假设：

-mmwave信道模型假设所有的研究方案都有两个散射体。假定的载波频率为30ghz，信道带宽为500mhz。

-在tx和rx处都有具有2个子阵列的子阵列架构。每个子阵列与一个rf链连接，并发送/接收一个数据流。假设每个波束有的固定的功率约束。

-两个tx子阵列的每个tx子阵列具有64个天线元件(bs处总共128个天线元件)。

-两个rx子阵列的每个rx子阵列具有8个天线元件(ms处总共16个天线元件)。

-理想的已知tx/rx波瓣的中心角。

-近似的已知主路径的时延。

-rx处理想的有效信道状态信息(channelstateinformation，csi)。

-匹配tx/rx波瓣的中心角的常规的tx/rxbf。

-有效信道的迫零(zero-forcing，zf)接收mimo均衡化(有效的2x2mimo信道反向)。

-利用512个子载波和取决于所分析的方法的不同gp(在ofdm的情况下，gp表示循环前缀)长度的ofdm传输。

在模拟链中比较的方法是：

-基线法1：在考虑的场景中，tx处没有波束延迟对准，并且具有足够长的gp以覆盖最大mmwave信道时延扩展(最长mimocir)。

-基线法2和3：在tx处不使用光束延迟对准的方法，并且将gp长度分别减小到基线法1的足够长的gp长度的25％和75％。

-所提出的方法：将gp长度减少到最长mimocir的25％，并且在tx处进行波束延迟。

通过两个数值示例说明这些性能。

图7中所示的第一数字示例是包括大量mimo信道实现的链路级蒙特卡罗模拟。可以注意，针对非常大的es/no范围，在未编码的正交相移键控(quadraturephaseshiftkeying，qpsk)传输的情况下，所提出的方法优于所有基线法2-2.5db。es/no是指考虑不同gp开销的(在波束赋形之后的)有效mimo信道。

为了更详细地解释所提出的方案如何工作，图8中所示的一个说明性mimo信道实现用于第二示例。标记a->b表示从tx子阵列a到rx子阵列b的有效信道。可以注意，在有效信道中存在大的无效的时间，其通过延迟波束而消除。在延迟操作中，由于存在未完成的txbf，假设bf具有合理数量的tx天线元件，则忽略一小部分干扰。然而，参见图7，这种效果仅在对mmwave通信几乎没有实际意义的极高的信噪比下可见。

图9中，有效mimo信道脉冲响应在延迟和缩短之后示出。可以看出，mimo信道组件被很好地对准，并且整个信道脉冲响应呈现出显著降低gp的可能。

图10中，对图8中所示的有效2x2mimo信道进行链路级模拟。绘制了未编码的qpsk传输的ser和gp长度的图。可以看出，所提出的方法达到了具有小于10的非常短的gp长度的最佳ser，而基线法，即实例1、2和3可以在这种情况下一起处理，需要10倍以上更长的cp长度以达到其最佳、最小的ser。

下文中给出了本文档中使用的缩写列表：

本发明不限于这些示例，尤其不限于以上提出的特定波长或调制方案。以上讨论的本发明可以应用于许多波形中。示例性实施例的特征可以以任何有利的组合使用。

已经结合本文中的各种实施例来描述本发明。然而，本领域技术人员在实践要求保护的发明时，根据附图、本公开和所附权利要求可以理解和实现所公开的实施例的其他变形。权利要求中，术语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除为多个。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中引用的若干项目的功能。一些措施被记载在通常不同的从属权利要求中这一简单事实并不表示这些措施的组合不能够被有效的使用。计算机程序可以存储/分布在合适的介质上，例如光学存储介质或与其他硬件一起提供或作为其他硬件的一部分提供的固态介质，也可以以其他形式，例如通过因特网或其他有线或无线通信系统分布。