利用单电极调制器产生高频矢量波信号的系统及优化方法与流程

本发明属于光载无线通信技术领域，具体的说，涉及一种利用单电极调制器产生高频矢量波信号的系统及优化方法。

背景技术：

到目前为止，已经提出了许多产生光矢量波的方案，结构简单、成本低对产生矢量波信号非常重要。实验证明，基于光载波抑制技术可以倍频产生光矢量毫米波。因为倍频的同时相位扩大了相应的倍数，所以预编码对毫米波的产生非常重要。产生W波段矢量毫米波信号时，采用光滤波器来选择高阶载波，这种方式较为复杂且成本高。实验证明，可以用一个单电极调制器通过光载波抑制方式六倍频产生72GHz的毫米波，但这种毫米波并未携带数据信号。D波段的带宽超过60GHz，它可以为未来的毫米波通信提供更多的带宽。

技术实现要素：

为了克服现有技术的不足，本发明的目的是提供一种利用单电极调制器倍频产生高频矢量波信号的系统及其系统优化方法。本发明用一个单电极调制器通过抑制中心载波的方式倍频产生毫米波信号，并利用优化的判决方案提高通信系统的误码率性能。

本发明的技术方案具体介绍如下。

本发明提供一种利用单电极调制器产生高频矢量波信号的系统，其包括发射端和接收端；其中：

所述发射端由外腔调制器ECL、数模转换器DAC、电放大器EA和单电极调制器组成；数模转换器DAC将MATLAB产生的预编码序列转换成模拟信号，经过二级电放大器EA放大后，信号通过单电极调制器调制到外腔调制器ECL产生的连续波激光上，输出光载毫米波；

所述接收端由掺铒光纤放大器EDFA、光衰减器ATT、光检测器PD、低噪声放大器LNA、混合器、电放大器EA和实时示波器组成；发射端输出的光载毫米波经过掺铒光纤放大器EDFA放大后，通过光衰减器ATT调节输入到光检测器PD的光功率，光检测器PD将光信号转变成电信号；电信号经过低噪声放大器LNA放大后，与本振源产生的毫米波在混合器混合，进行拍频，获得拍频信号；拍频信号经电放大器EA放大，最终由实时示波器进行数据采集，并由计算机进行处理。

上述系统中，所述单电极调制器选自强度调制器、相位调制器或直接调制激光器中任意一种。

上述系统中，调整单电极调制器的偏置电压和驱动射频信号峰峰电压值，便获得两个某阶边带，这两个边带拍频，即得到相应的毫米波信号。

上述系统中，实时示波器采集数据由计算机进行处理包括如下算法，1)下转换到基带；2)用波特率的两倍重采样；3)用峰值搜索方法提取时钟；4)横模算法；5)载波恢复，包括FFT方法进行频偏估计和盲相位搜索的前向反馈相偏估计；6)用差分解码消除π/2相位模糊。

本发明还进一步提供一种上述系统的优化方法，实时示波器采集的数据经过计算机MATLAB进行处理后获得星座图，并采用优化的判决方法，即根据得到的相位信息，取各星座点的中间值作为判决门限，将判决区域重新划分。

和现有技术相比，本发明的有益效果在于：

(1)本发明大大降低了对光电器件带宽要求，适用于任何利用单电极调制器(强度调制器、相位调制器以及直接调制激光器)倍频(2阶、3阶或更高)产生矢量毫米波信号的方案，包括QPSK、8QAM、8PSK、16QAM、64QAM以及更高阶的QAM。

(2)本发明实验采集的数据通过计算机MATLAB离线处理，得到最终的星座图。对最终的解调数据进行判决，采用传统的平均分割方法误码率较高。本发明采用灵活划分的优化判决方法，并将结果与传统方法进行比较，灵敏度提高了3dB，得到系统性能提高的结论。

附图说明

图1实施例1的实验装置。

图2实施例1的调制器传输曲线。

图3实施例1的强度调制器输出光谱。

图4实施例1的调制4Gbaud数据光谱。

图5实施例1的仅有时钟而未调制数据光谱。

图6实施例1的输入功率为9dBm、传输速率为4Gbaud的电谱。

图7实施例1的输入功率为9dBm、传输速率为4Gbaud时未进行相位判决门限优化的解调过程。

图8实施例1的传统判决方案的星座图。

图9实施例1的QPSK信号的相位分布。

图10实施例1的优化判决方案的星座图。

图11实施例1的相位判决门限优化前后4Gbaud QPSK信号误码率曲线。

具体实施方式

下面将结合附图完整地描述本发明中基于一个单电极调制器六倍频产生D波段毫米波信号，并采用优化判决方案提高系统性能的具体过程。

实施例1

本发明的实验装置如图1所示。它是由外腔调制器(ECL)、数模转换器(DAC)、电放大器(EA)、强度调制器(IM)、光衰减器(ATT)、光检测器(PD)、低噪声放大器(LNA)、混合器和实时示波器组成。DAC将MATLAB产生的预编码序列转换成模拟信号，经过二级EA放大后，该信号通过单电极IM调制到ECL产生的连续波激光上，这是发射端。在接收端，光载D波段毫米波经过EDFA放大后，通过ATT调节输入到PD的光功率，PD将光信号转变成电信号。该电信号经过LNA放大后，与本振源产生的频率为112GHz毫米波混合。该拍频信号经电放大器放大，最终由实时示波器进行数据采集。

本发明为将利用单电极调制器倍频产生毫米波的原理表述清楚，定义由ECL输入IM的光场为

E_in(t)＝E₀cos(ω₀t)

对具有相同输入和Y分支分光比例的单电极调制器，输出端的光信号为

理想情况下，假设消光比无限大且忽略插入损耗。半波电压为

V_i(t)＝V_bi+V_modi·v(t),(i＝1,2)

本发明利用单电极驱动，所以另一个电极的峰峰电压值为0。通过调节偏置电压和射频驱动信号峰峰电压值，可以获得不同的输出边带。考虑Vb1为0，输出光场为

用Bessel函数将上式展开，得到输出光场为

第一项为0阶Bessel函数可以抑制光载波，光载波被抑制的光场为

在实验中灵活地调整偏置电压和驱动射频信号峰峰电压值，便可以获得两个某阶边带，这两个边带拍频即可得到相应的毫米波信号。

实施例1中，外腔调制器输出功率为16dBm，线宽为100kHz，在C波段完全可调谐。强度调制器型号为FTM H74M-5208，传输曲线如图2所示，本发明中将偏置点设置为5.7V，1GHz处半波电压是2.7V，驱动电压的峰峰值是20.2V，带宽是37GHz，插入损耗是4dB。数模转换器的采样率为80GSa/s，带宽为20GHz，24GHz处的有效字长大约是4位。两级电放大器型号为SHF804和SHF816，通带范围分别为30kHz～45GHz和17GHz～27GHz。低噪声放大器的通带范围是110～170GHz，平均增益是16dB，饱和功率是2dBm。实时示波器的采样率是120GSa/s，带宽是45GHz。

由于倍频后频率改变的同时相位也发生相应的变化，所以QPSK信号预编码十分必要。预编码相位是理想QPSK信号相位(π/4，3π/4，5π/4，7π/4)的1/α。本发明中是基于六倍频的D波段毫米波，所以α取值为6。

用MATLAB产生预编码的QPSK序列，然后通过采样率为80GSa/s的DAC转换模拟的射频信号。该射频信号由SHF 804与SHF816组成的两级电放大器放大，两电放大器的通带范围分别为30kHz～45GHz和17GHz～27GHz。通过型号为FTM H74M-5208的强度调制器，放大后的射频信号被调制到ECL产生的C波段激光上。合理设置偏置电压为5.7V、驱动电压的峰峰值为20.2V时，便产生了频率为144GHz的光载毫米波，调制器输出的光谱如图2所示。当调制的射频信号工作在24GHz处、波特率为4Gbaud时，发射端的光谱如图3所示。当仅有时钟而不调制任何数据时，发射端光谱如图4所示。

在接收端，光载毫米波经过EDFA放大后，可以通过ATT衰减以便控制输入到带宽为150GHz的D波段光检测器中的光功率。光检测器将接收到的光毫米波信号转变成为电毫米波信号，然后通过低噪声放大器进行放大。通过D波段的混合器，放大后的信号与112GHz的本振毫米波源混合，进行拍频，频谱如图7所示。工作在50GHz处的电放大器将拍频后的信号放大，通过实时示波器采集数据。

实时示波器采集的数据经过计算机MATLAB进行处理，依次采用的算法包括：1)下转换到基带；2)用波特率的两倍重采样；3)用峰值搜索方法提取时钟；4)横模算法；5)载波恢复，包括FFT方法进行频偏估计和盲相位搜索的前向反馈相位估计；6)用差分解码消除π/2相位模糊。对应的星座图如图7所示，分别为原始数据星座图、时钟恢复后星座图、横模算法后星座图、频率恢复后星座图、相位恢复后星座图。

对最终得到的星座图进行判决，传统的方法是平均划分整个判决区域，如图8所示。运行MATLAB命令如下，进行判决(注，BER_Ix为Ix路信号的误码率，以此类推)：

BER_Ix＝0

BER_Qx＝0.0063488

BER_Iy＝0

BER_Qy＝0.0063488

BER＝0.0031744

计算得到的误码率高达0.0031744。从得到的最终星座图可以看到，A与B、B与C、C与D之间的距离较小，而A与D之间的距离较大。用MATLAB将最终得到的解调数据进一步处理，可以十分清晰地比较各个星座的相位大小关系，如图9所示。本发明提出了一种优化的判决方案，将整个判决区域进行灵活地划分，如图10所示。根据各星座之间的距离，将角度范围分别划分为15°～90°、90°～165°、165°～270°和270°～15°。运行MATLAB命令如下，其中X_phase为获得的相位信息，phase()为MATLAB对复数求相位的命令，mod()为MATLAB求余函数，Xdata_cpe、X_phase为复数星座点：

X_phase＝phase(Xdata_cpe)/pi*180-15；

X_phase＝mod(X_phase,360)；

figure；plot(X_phase,'.')；

X_i1＝(X_phase>＝260)*2-1；

X_i2＝((X_phase<260)&(X_phase>＝75))*2-1；

重新进行判决，得到的结果小于3.8×10^-3的硬判决前向纠错误码率。与传统的判决方法相比，采用优化的判决方法使得系统性能得到了很大的提高。

通过调节光衰减器，控制输入到光检测器的光功率大小，得到了不同功率下采用传统判决方法和优化判决方法的误码率，并绘制成误码率曲线如图11所示。从图中可以看到，采用优化的判决方法比传统的判决方法提高了3dB的灵敏度，且这种性能的提高随着光检测器输入功率的增加而进一步提高。