一种基于选择窗的星座选择映射方法与流程

本发明属于通信技术领域，具体涉及一种基于选择窗的星座选择映射方法(wslm)，用于滤波器组多载波信号的降低峰均比(papr)。

背景技术：

在时间频率都做到同步的情况下，多载波技术可以获取较高的频谱效率。滤波器组多载波(filterbankmulticarrier,fbmc)将应用到下一代宽带无线接入技术中，取代正交频分复用(ofdm,orthogonalfrequencydivisionmultiplexing)技术的位置。相比ofdm信号，fbmc具有较好的频域旁瓣陡降特性、相位噪声鲁棒性和频率补偿特性。但是需要解决好fbmc自身的一些缺陷，比如，受限于高功率放大器的非线性特性，较高的峰均比将会对信号造成较大的非线性失真，因此研究可靠有效的降低峰均比方法是非常有意义的。

本领域内公知，传统的针对fbmc降低峰均比的方法可以分为三类：信号失真类方法、概率类方法和编码类方法。信号失真类方法如剪切滤波、压缩扩展、峰值抵消方法，都具有计算复杂度低的特点，但是会引起信号失真，影响系统误码率性能。概率类方法和编码类方法不会影响系统误码率性能，但是计算复杂度高，特别是由于fbmc信号时域相互叠加的影响，峰均比降低效果并不好。

本发明属于概率类方法，现有的概率类方法中比较成熟的有dslm(dispersiveselectivemapping)方法和tslm(trellis-basedselectedmapping)方法。在2014年公开的文献“reductionofpaprforfbmc-oqamsystemsusingdispersiveslmtechnique”中，作者chaitanyabulusu,hmaiedshaiek,danielroviras,andrafikzayani提出dslm方法，可以根据前端时域信号对相位旋转做出改变，但是忽略了后端时域信号的影响，峰均比下降不理想。在2015年公开的文献“potencyoftrellis-basedslmoversymbol-by-symbolapproachinreducingpaprforfbmc-oqamsignals”中，作者chaitanyabulusu,hmaiedshaiekanddanielroviras提出tslm方法，tslm方法在相位选择时参考了前后时域信号的影响，具有较好的降低峰均比效果，但是计算复杂度增加。

技术实现要素：

本发明的目的是在不增加计算复杂度的前提下，同时考虑前后端时域信号的影响，降低fbmc信号的峰均比。本发明提供了一种基于选择窗的星座选择映射方法(wslm)，适用于所有smt(staggeredmodulatedmultitone)类fbmc信号。

本发明提供的基于选择窗的星座选择映射方法，在fbmc信号调制过程中，在设置的时间选择窗内计算峰均比。所述的时间选择窗的长度小于一个码元信号的持续时间，且时间窗口位置选择时间靠前的位置；根据所计算的峰均比，从中选取最优峰均比的fbmc信号。

更进一步地，本发明的基于选择窗的星座选择映射方法，在fbmc信号调制过程中，对经oqam(偏移正交幅度调制)预处理后的信号向量输入信号时域叠加的ppn(polyphasenetwork)结构中处理。所述的ppn结构中接收的码字序列来自两部分；第一部分是m位码元时刻之前的码字，是从存储单元获得的最优相位选择性旋转后的码字；第二部分是m位码元时刻的码字，从输入端获得。在ppn结构中将输入的各码字序列先进行对应的时间偏移操作，并同各自的滤波成形信号相乘，最终所有的码元片段信号叠加，得出时域叠加后的fbmc信号。

本发明基于选择窗的星座选择映射方法的一个具体实现步骤包括：

步骤1：接收fbmc信号，进行u路扩展以供下一步相位旋转；u为正整数。

步骤2：对信号进行相位旋转，生成u个具有不同峰均比值的fbmc信号。

步骤3：调制产生具有时域叠加的fbmc信号，当前时刻的fbmc信号叠加了前一时刻最优峰均比的fbmc信号和后一时刻的模拟fbmc信号。

步骤4：在设定的时间选择窗内计算fbmc信号的峰均比，设时间选择窗长度为t。

步骤5：选取最优峰均比的fbmc信号

步骤6：存储本次码元的最优序列向量，以供下一码元信号进行时间叠加。

步骤7：输出最优fbmc信号，输出时间窗口为本次码元的最前端的t时长，后面的fbmc信号不输出。

本发明的优点与积极效果在于：

(1)本发明基于选择窗的星座选择映射方法在papr计算时进行公平比较，每次计算时减少计算窗的长度，减少峰均比计算的冗余。同时将窗口位置前置，以减少后一位未知码元的参与比重，在不增加复杂度的基础上降低了峰均比。

(2)本发明基于选择窗的星座选择映射方法由于fbmc信号的码元时间重叠的特点，后一时刻的码元信息没有输入，使得整个信号的波形后面部分先天性塌陷，独立的选择最优旋转相位不能达到fbmc信号的最低峰均比。本发明方法每次计算时加入模拟的后一码元的信号，对后一位码元信息进行补偿，所模拟的信号是取值一般情况的。

(3)本发明基于选择窗的星座选择映射方法实现了fbmc信号时域叠加的ppn架构，可减少计算复杂度。

附图说明

图1是本发明fbmc的结构示意图；

图2是本发明fbmc/oqam信号码元时域叠加图；

图3是本发明针对fbmc信号的slm算法系统框图；

图4是本发明的ppn结构示意图；

图5是本发明峰均比计算的选择窗位置示意图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

本发明方法适用于解决fbmc信号的高峰均比问题，针对fbmc信号的码元时间重叠的特点，后一时刻的码元信息没有输入，使得整个信号波形的后面部分先天性塌陷，独立地选择最优旋转相位不能达到fbmc信号的最低峰均比。本发明在峰均比计算时进行公平比较，每次计算时减少计算窗的长度，并且窗口位置前置，在不增加复杂度的基础上降低了峰均比。

本发明方法针对的fbmc信号特指smt信号，如图1所示，输入信号作为各子载波频域值输入fbmc系统，代表第n个子载波、m位码元的实部信息，代表第n个子载波、m位码元的虚部信息。采用oqam(偏移正交幅度调制)模式，虚数域信号相对实数域信号延迟半个符号周期。oqam型信号经过滤波器组滤波，设p1(t)、p2(t)代表不同的原型滤波器。滤波后的信号调制到各子载波信道中，经过载波调制后发送出去。接收系统采用与发射系统对称的结构。

fbmc信号的数学模型为公式(1)，xtrans(t)表示t时刻输出的fbmc信号。

其中，τ0表示oqam模式的时间偏移时长，τ0＝π/2；an,m表示fbmc信号的调制符号，n表示fbmc信号的子载波数量；m为码元的序号，n表示子载波序号。fc表示载波频率；t0表示fbmc的符号周期，f0＝1/t0；p(t-mτ0)表示原型滤波器数据；表示oqam模式信号第n个子载波、m位码元的相位信息。在偶数位子载波的偶数位码元取值为0，在奇数位子载波的奇数位码元取值为0，在偶数位子载波的奇数位码元取值为π/2，在奇数位子载波的偶数位码元取值为π/2。

smt的原型滤波器有phydyas、gauss、iota等多种滤波器，他们的数学模型分别为公式(2)、(3)、(4)。

公式(2)中a表示原信号最高幅值，λ表示phydyas滤波器抽头总数、bλ表示phydyas滤波器抽头系数，lf表示phydyas滤波器长度，λ表示phydyas滤波器抽头号，n′表示原信号单位码元长度；公式(3)中a表示gauss滤波系数，lf'表示gauss滤波器长度；公式(4)中x(t)表示输入信号，a'表示iota滤波系数，k表示iota滤波器时移系数。

接收端解调fbmc的过程如公式(5)：

表示解调出的fbmc信号的调制符号，xreceive(t)表示接收到的fbmc信号，是对信号取实部的操作。

多载波信号峰均比(papr)定义为在一个fbmc符号周期内信号最大峰值功率与信号平均功率的比值。

公式6中，n′表示原信号单位码元长度，xn表示fbmc时域信号。

由于papr理论上的最大值出现的概率非常小，因此用papr的统计分布来表征fbmc信号的papr的特性比用papr的最大值更有意义。通常用互补累计分布函数(ccdf)来描述papr的性能，如下：

ccdf[papr(xn)]＝pr[papr(xn)＞papr0](7)

papr0表示峰均比对比参考值。

图2所示为fbmc/oqam信号码元时域叠加图，横坐标表示时间(time)，纵坐标表示平均功率(meanpower)，从图中可以看出fbmc信号的相邻码元信号是相互重叠的，针对ofdm信号设计的slm降峰均比算法只能将每个码元的单位峰均比值做到局部最优，合成的fbmc信号由于码元间相互影响，最终的峰均比不能达到最低的效果。

本发明使用在fbmc信号调制过程中。如图3所示。每一码元时间有n位的频域值向量cm，输入信号cm并行乘以u路相位旋转因子pⁱ生成子载波向量然后各路子载波频域值经过星座映射后，进行iq(同相正交)路分离的oqam预处理。经oqam处理后的向量输入到ppn结构中，在信号合成后选择峰均比最低的一路信号。本发明的创新点在于，ppn结构的改造以及最低峰均比选择的过程。描述一位码字单元的fbmc信号生成过程如下：

第一步：输入n路子载波的fbmc码字信号，生成u个相同的频域向量。

是频域向量，ψ表示相位信息，n为子载波序号。

输入信号是原始信息比特串并变换后的输出结果，作为fbmc信号的ifft(离散傅里叶逆变换)变换前端的各子载波频域值，作为频域向量。为了下一步执行不同的相位旋转做准备，u路频域向量由输入信号获得，各路信息并行运算，直到进行选择最优序列运算。

第二步：加入相位旋转因子。每路输入符号向量cm通过相位旋转生成u位不同的

⊙代表点乘运算，θ^u是由组成的向量。

此步骤与ofdm信号的普通slm算法相同，意义在于将多载波信号经过相位旋转生成了具有相位多样性的信号。通过oqam处理，fbmc信号的调制符号由转化而来，代表通过相位旋转后的第n个子载波、m位码元的信息。在图3中，系统框图展现出了并行的u路具有选择性的信号，而fbmc信号的调制符号向量包含有多路子载波调制符号共有u个fbmc时域合成信号需要选择。

第三步：调制。考虑到之前信号的重叠，第m位符号调制时的fbmc信号表示如下：

其中，s^u(t)≠0，s^u(t)表示第u个待选择的fbmc时域合成信号，时间表示fbmc信号的调制符号的第u个向量，t0表示码元周期，表示第m位之前的码元信号在m位码元时刻的残留影响，也就是第m位码元时刻前的最优峰均比的fbmc信号。表示第m位之后的码元预期信号在m位码元时刻的残留影响，也就是第m位码元时刻的模拟fbmc信号。p(t-m′t0/2)表示经过时间平移后的滤波器波形。表示oqam模式信号第n个子载波、m′位码元的相位信息。

此步骤是fbmc信号时域合成的过程，各码字信号在此步骤中得到时域扩展并且进行时域重叠性累加。在实现时借住改进的ppn结构，改进之处是非本时刻的码字从slm算法(slm算法属于概率类方法)的存储单元获得。fbmc信号叠加了前一时刻最优峰均比的码字信号和后一时刻的模拟码字信号。

本发明实现了fbmc信号时域叠加的ppn架构。原始的ppn结构是接收原始码字，并按照码字时间顺序依次加入各自的滤波器进行滤波和时域扩展，得到的各码字的扩展信号按时间进行时域叠加。本发明改进的ppn结构如图4所示，输入的码字序列来自两个部分。

第一部分，m位码元时刻之前的码字信息从wslm选择器的存储单元获得，即输入的是最优相位选择性旋转后的码字，从存储单元获得可减少计算复杂度。

第二部分，m位码元时刻的码字从输入端获得，m位码元时刻的码字带有不同的相位选择信息，是各路并行ppn结构的区别。

通过新的ppn结构，输入的各码字序列先进行对应的时间偏移操作，并同各自的滤波成形信号相乘，最终所有的码元片段信号叠加，得出时域叠加后的fbmc信号。

图4中，调制符号向量经ifft变换为为输入信号第一部分，为m位码元时刻之前的码字信息，为输入信号第二部分。图中p(n)表示的是滤波成形信号。

第四步：峰均比计算。计算一个周期t0内s^u(t)的papr，如下：

t0包括的时间范围是[mt0+1.5t0,mt0+2.5t0]。

本发明的重点在于时间选择窗的长度和位置选择，具体位置如图5所示。设码元周期是t0，即相邻码元时刻的位移长度，时间选择窗的长度t，设置为t0。每一码元信号的持续时间根据fbmc的滤波器长度决定，例如是4.5t0。现有方法中的峰均比选择窗为一个码元信号的持续时间，如为4.5t0。本发明方法优选时间选择窗改为t0，并且时间窗口位置选择时间靠前的位置。

本发明在papr计算时进行公平比较，每次计算时减少计算窗的长度，减少峰均比计算的冗余，同时将窗口位置前置，以减少后一位未知码元的参与比重，实现在不增加复杂度的基础上降低了峰均比。

第五步：选择。根据信号s^u(t)对应的最低papr选取参数u，将选取的参数标记为umin如下，

共有u个fbmc时域合成信号需要选择，编号从0到u-1，从中选取最优参数umin，对应的最优峰均比的fbmc信号为

第六步：存储更新。本发明利用umin更新当前和

更新前一时刻最优峰均比的fbmc信号，分为奇偶部分，如下：

其中，real()表示取信号实部，imag()表示取信号虚部，cm为输入信号，为对应的最优旋转向量。

更新后一时刻的模拟fbmc信号为：

其中，表示原平均信号的比重值，表示新信号的比重值。存储单元存储的代表本时刻码字的i路和q路信号。是经过最优峰均比选择的时域序列，将作为下一周期运算时的过去码字序列使用。

存储单元存储的用来模拟后一时刻未知码字序列。

本步骤的目的是提供下一次进行第三步时需要的数据。

第七步：输出s^min(t)，s^min(t)根据第四步的计算选择而出，输出时间窗为[mt0,mt0+t0]，即输出最前端的t时长fbmc，后面的3.5t信号不能输出，还需进行下一码字信号合成。同时最优旋转向量作为传输的边信息，供接收端成功解调。下一步转到第一步，重复进行下一位码元符号cm+1的处理。