本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种确定上行同步定时偏差的方法及装置。
背景技术
同长期演进(英文：longtermevolution，简称：lte)系统相同，窄带物联网(英文：narrowbandinternetofthings，简称：nb-iot)系统由于终端设备(英文：userequipment，简称：ue)和基站间的距离是不确定的，ue需要通过随机接入过程同基站建立上行同步，基站检测到ue发送了前导码preamble信号，通过接收到的preamble信号估计出上行同步定时偏差，并通过随机接入响应发送上行同步定时偏差给ue，ue接收到随机接入响应之后，计算定时提前量并调整上行信号的发送时间，从而实现了上行同步。
lte系统中，preamble序列是由zc序列经过循环移位生成的，它们源自一个或多个zc序列的根序列。lte系统中采用的上行同步定时偏差计算方法为，基站将ue经过各路天线发送的preamble信号均经过如下处理，经过fft变换，将preamble信号由时域变换到频域，并进行子载波解映射处理。然后将经过子载波解映射处理后的preamble信号经过离散傅里叶反变换(英文：inversediscretefouriertransform，简称：idft)变换到时域，从而得到时域信号的循环相关结果，然后将该ue经过各路天线发送的、经过idft变换的preamble信号进行合并，最后将合并后的信号的峰值与检测窗内的峰值进行比较估计上行定时提前量(英文：tamingadvancing，简称：ta)并反馈给ue，使得ue可以基于ta调整上行信号的发送时间，实现上行同步。
由于lte系统中，preamble序列由zc序列构成，zc序列具有良好的自相关性以及很低的互相关性，因此preamble序列经过fft以及idft等变换后在检测窗内能够呈现出明显的峰值，使得根据检测窗内呈现的峰值估计ta的准确性较高。而nb-iot系统中，preamble序列由4个符号组组成，每个符号组包括1个cp以及5个ofdm符号。由于每个符号组中的5个ofdm符号上发送的信号相同，因此基站将preamble序列经过fft以及idft等变换后在检测窗内呈现出的峰值不明显，使得根据检测窗内呈现的峰值确定的上行同步定时偏差准确性较低，从而降低了上行同步的准确性。
技术实现要素：
本发明实施例提供一种确定上行同步定时偏差的方法及装置，用以解决现有技术中存在的nb-iot系统中基站通过将preamble序列经过fft以及idft等变换处理确定上行同步定时偏差时准确性较低的问题。
第一方面，本发明实施例提供了一种确定上行同步定时偏差的方法，包括：
基站接收终端设备发送的前导码preamble信号；
所述基站确定发送所述preamble信号中的每个符号组所占用的频域信道的信道估计值；
所述基站基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，并基于所述第一弧度值确定所述终端设备的上行同步定时偏差。
本发明实施例中通过基站接收终端设备发送的前导码preamble信号，然后确定发送所述preamble信号中的每个符号组所占用的频域信道的信道估计值，之后基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，并基于所述第一弧度值确定所述终端设备的上行同步定时偏差，由于preamble信号的相位差由于上行同步定时偏差造成的，因此preamble信号的相位差可以比较准确的反映终端设备的上行同步定时偏差，相比于现有技术中，采用基站将preamble序列进行fft以及idft等变换处理的方法，本发明实施例中通过将preamble信号中每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，根据所述第一弧度值确定preamble信号的相位差，提高了确定上行同步定时偏差的准确性。
结合第一方面，在第一方面的第一种可能的实施方式中，所述基站基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，包括：
所述基站基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个跳频间隔为m个子载波的符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第一弧度值，其中，所述m为正整数。
结合第一方面，在第一方面的第二种可能的实施方式中，所述基站基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，包括：
所述基站基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个跳频间隔为n个子载波的符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第二弧度值，其中，所述n为正整数；
所述基站基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个跳频间隔为h个子载波的符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第三弧度值，其中，所述h为正整数，其中n小于h；
所述基站将所述第二弧度值以及所述第三弧度值作和得到所述第一弧度值。
可选的，所述基站可以基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第一弧度值；或者，
所述基站也可以基于所述跳频图样，将所述preamble信号中预先选择的两个符号组的信道估计值进行共轭相乘，并将得到的共轭相乘的结果作为第一弧度值；所述基站也可以通过其他方式得到第一弧度值，本发明实施例在这里不做具体限定。
结合第一方面的第二种可能的实施方式，在第一方面的第三种可能的实施方式中，所述上行同步定时偏差符合下述公式要求：
其中，ta表示所述上行同步定时偏差；θs1表示所述第二弧度值经过转换得到的角度值；θl1表示所述第三弧度值经过转换得到的角度值；nfft为所述preamble信号进行傅里叶变换fft的点数。
结合第一方面的第二种可能的实施方式，在第一方面的第四种可能的实施方式中，在所述基站基于所述第一弧度值确定所述终端设备的上行同步定时偏差之前，所述方法还包括：
所述基站对所述第三弧度值经过转换得到的角度值进行相位补偿，经过相位补偿后的所述第三弧度值经过转换得到的角度值符合下述公式要求：
θl2＝angle(rle-j6θs2)；
其中，θl2表示经过相位补偿后的所述第三弧度值经过转换得到的角度值；rl表示所述第三弧度值；θs2表示所述第二弧度值经过转换得到的角度值。
结合第一方面，在第一方面的第五种可能的实施方式中，基站接收终端设备发送的前导码preamble信号，包括：
所述基站接收所述终端设备重复发送的若干个所述preamble信号；
在所述基站基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值之后，所述方法还包括：
所述基站确定重复发送的所述若干个所述preamble信号的所述第一弧度值的第一平均值，并基于所述第一平均值确定所述终端设备的上行同步定时偏差。
结合第一方面和第一方面的第一种可能的实施方式至第五种可能的实施方式中的任一种，在第一方面的第六种可能的实施方式中，基站接收终端设备发送的前导码preamble信号，包括：
所述基站接收所述终端设备通过多个天线发送的所述preamble信号；
所述基站在基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值之后，所述方法还包括：
所述基站确定通过多个天线发送的所述preamble信号的所述第一弧度值的第二平均值，并基于所述第二平均值确定所述终端设备的上行同步定时偏差。
第二方面，本发明实施例提供了一种确定上行同步定时偏差的装置，包括：
接收模块，用于接收终端设备发送的前导码preamble信号；
确定模块，用于确定发送所述接收模块接收的所述preamble信号中的每个符号组所占用的频域信道的信道估计值；基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，并基于所述第一弧度值确定所述终端设备的上行同步定时偏差。
结合第二方面，在第二方面的第一种可能的实施方式中，所述确定模块，在基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值时，具体用于：
基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个跳频间隔为m个子载波的符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第一弧度值，其中，所述m为正整数。
结合第二方面，在第二方面的第二种可能的实施方式中，所述确定模块，在基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值时，具体用于：
基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个跳频间隔为n个子载波的符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第二弧度值，其中，所述n为正整数；
基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个跳频间隔为h个子载波的符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第三弧度值，其中，所述h为正整数，其中n小于h；
将所述第二弧度值以及所述第三弧度值作和得到所述第一弧度值。
结合第二方面的第二种可能的实施方式，在第二方面的第三种可能的实施方式中，所述上行同步定时偏差符合下述公式要求：
其中，ta表示所述上行同步定时偏差；θs1表示所述第二弧度值经过转换得到的角度值；θl1表示所述第三弧度值经过转换得到的角度值；nfft为所述preamble信号进行傅里叶变换fft的点数。
结合第二方面的第二种可能的实施方式，在第二方面的第四种可能的实施方式中，所述装置还包括：
相位补偿模块，用于在所述确定模块基于所述第一弧度值确定所述终端设备的上行同步定时偏差之前，对所述确定模块确定的所述第三弧度值经过转换得到的角度值进行相位补偿，经过相位补偿后的所述第三弧度值经过转换得到的角度值符合下述公式要求：
θl2＝angle(rle-j6θs2)；
其中，θl2表示经过相位补偿后的所述第三弧度值经过转换得到的角度值；rl表示所述第三弧度值；θs2表示所述第二弧度值经过转换得到的角度值。
结合第二方面，在第二方面的第五种可能的实施方式中，所述接收模块，具体用于：
接收所述终端设备重复发送的若干个所述preamble信号；
所述确定模块，还用于：
在基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值之后，确定重复发送的所述若干个所述preamble信号的所述第一弧度值的第一平均值，并基于所述第一平均值确定所述终端设备的上行同步定时偏差。
结合第二方面和第二方面的第一种可能的实施方式至第五种可能的实施方式中的任一种，在第二方面的第六种可能的实施方式中，所述接收模块，具体用于：
接收所述终端设备通过多个天线发送的所述preamble信号；
所述确定模块，还用于：
在基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值之后，确定通过多个天线发送的所述preamble信号的所述第一弧度值的第二平均值，并基于所述第二平均值确定所述终端设备的上行同步定时偏差。
本发明实施例中通过基站接收终端设备发送的前导码preamble信号，然后确定发送所述preamble信号中的每个符号组所占用的频域信道的信道估计值，之后基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，并基于所述第一弧度值确定所述终端设备的上行同步定时偏差，由于preamble信号的相位差由于上行同步定时偏差造成的，因此preamble信号的相位差可以反映终端设备的上行同步定时偏差，相比于现有技术中，采用基站将preamble序列进行fft以及idft等变换处理的方法，本发明实施例中通过将preamble信号中每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，根据所述第一弧度值确定preamble信号的相位差，提高了确定上行同步定时偏差的准确性。
附图说明
图1为本发明实施例提供的终端设备上行同步的示意图；
图2为本发明实施例提供的跳频图样的示意图；
图3为本发明实施例提供的一种确定上行同步定时偏差的方法的流程图；
图4为本发明实施例提供的一种确定上行同步定时偏差的方法的流程图；
图5为本发明实施例提供的一种确定上行同步定时偏差的方法的流程图；
图6为本发明实施例提供的一种确定上行同步定时偏差的方法的流程图；
图7为本发明实施例提供的一种确定上行同步定时偏差的装置的结构示意图；
图8为本发明实施例提供的一种基站设备的结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
同长期演进(英文：longtermevolution，简称：lte)系统相同，窄带物联网(英文：narrowbandinternetofthings，简称：nb-iot)系统由于终端设备(英文：userequipment，简称：ue)和基站间的距离是不确定的，ue需要通过随机接入过程同基站建立上行同步，基站检测到ue发送了前导码preamble信号，通过接收到的preamble信号估计出上行同步定时偏差，并通过随机接入响应发送上行同步定时偏差给ue，ue接收到随机接入响应之后，计算定时提前量并调整上行信号的发送时间，从而实现了上行同步，如图1所示。
lte系统中，preamble序列是zc序列经过循环移位生成的，它们源自一个zc根序列。基站在接收到ue发送的preamble信号后，通过如下过程确定上行同步定时偏差：
第一步，基站根据接收到的preamble信号的preamble格式类型去除preamble信号的循环前缀(英文：cyclicprefix，简称：cp)部分，保留preamble序列部分。
第二步，基站针对preamble序列进行频谱搬移、积分梳状滤波器(英文：cascadeintegratorcomb，简称：cic)降采样及快速傅氏变换(英文：fastfouriertransformation，简称：fft)等操作，将preamble序列由时域变换到频域，并对变换到频域的preamble序列进行子载波解映射。
第三步，基站将经过子载波解映射的preamble序列经过频域自动增益控制(英文：automaticgaincontrol，简称：agc)处理，确保经过子载波解映射的preamble序列的幅度保持在预设区间内。
第四步，基站将zc根序列与经过频域agc处理的preamble序列进行频域相乘。
第五步，基站将经过频域相乘的preamble序列进行离散傅里叶反变换(英文：inversediscretefouriertransform，简称：idft)，使preamble序列由频域相关结果变换到时域，从而得到时域信号的循环相关结果。
第六步，基站将变换到时域的preamble信号经过agc恢复处理，使得变换到时域的preamble序列的幅度恢复到达基站时的原始幅度。
第七步，基站合并该ue通过各路天线发送的preamble信号的信号功率，即合并该ue通过各路天线发送的恢复到原始幅度的preamble序列。
第八步，基站估计物理随机接入信道(英文：physicalrandomaccesschannel，简称：prach)的信号功率和噪声功率；通过经过合并的信号功率和prach的信号功率以及噪声功率，判断是否有preamble信号接入，若有preamble信号接入，根据检测窗内最大径或第一径的位置估计上行定时提前量。其中，最大径表示经过合并的信号功率幅度最大的峰值，第一径表示经过合并的信号功率第一个大于预设阈值的峰值。
nb-iot系统中，基站配置一个或多个窄带物理随机接入信道(英文：narrowbandphysicalrandomaccesschannel，简称：nprach)，每个nprach由12个子载波构成，每个ue发送的preamble信号在一个nprach的12个子载波内跳频发送。preamble信号由4个符号组组成，每个符号组包括1个cp以及5个ofdm符号，且5个ofdm符号上发送的信号相同，可以都为1，因此可以保证频域上配置多个prach时，不同的preamble信号之间是正交的。preamble信号的格式及符号长度如表1所示，其中ts＝1/1.92/10^6，两种格式preamble信号的cp长度不同，格式format0支持10km小区半径，format1支持40km小区半径。
表1
其中，tcp表示preamble信号中cp的长度；tseq表示preamble信号中preamble序列的长度；total表示preamble信号总长度。
每个符号组发送时均只占用一个子载波，且按照预设的跳频图样进行发送。以图2所示的跳频图样为例进行说明，跳频图样中在符号组之间配置两个等级的跳频间隔，符号组1和符号组2之间、符号组3和符号组4之间配置第1等级的跳频间隔，第1等级的跳频间隔为一个子载波fh1＝3.75khz，称为符号组小跳；符号组2和符号组3之间配置第2等级的跳频间隔，第2等级的跳频间隔为六个子载波fh2＝22.5khz，称为符号组大跳。并且符号组1和符号组2跳频方向同符号组3和符号组4跳频方向相反，符号组1和符号组4跳频方向同符号组2和符号组3跳频方向相同。
preamble信号时间上持续较长时间发送，且可以重复发送多次，3gpp标准定义preamble信号可以重复发送的次数为[1，2，4，8，16，32，64，128]，基站可以选择其中的3种重复发送的次数进行配置。每次重复发送的preamble信号在时间上连续，在频域上跳频发送，跳频方式可以采用lte物理上行共享信道(英文：physicaluplinksharedchannel，简称：pusch)type2跳频方式。preamble重复发送64次后需要添加40ms的保护间隔(英文：guardperiod，简称：gp)。preamble信号不同时刻通过跳频的方式选择不同的起始子载波发送，以获得抗干扰和频域分集合并增益。不同的起始子载波对应不同的跳频路径，一个子载波在某个时刻只能承载一个用户的preamble信号。
由于lte系统中preamble信号是zc序列，zc序列均具有良好的自相关性以及良好的互不相关性。因此lte系统中preamble信号经过fft以及idft等变换后基站可以分辨出多径，从而可以合并该ue通过各路天线发送的preamble信号的信号功率，之后根据合并得到的信号功率确定上行同步定时偏差。而nb-iot系统中preamble序列由4个符号组组成。每个符号组包括1个cp以及5个ofdm符号，且5个ofdm符号上发送的信号相同，因此nb-iot系统中preamble信号经过fft以及idft等变换后基站无法分辨出多径，无法合并该ue通过各路天线发送的preamble信号的信号功率，从而造成确定上行同步定时偏差的准确性较低。多径指终端设备发送的preamble信号经过多个天线抵达基站的传播现象。
并且，由于nb-iot系统中preamble信号在时间上持续的时间较长，即发送一个符号组的时间较长，相邻两组符号组间间隔时间较长从而进行终端设备进行下行同步时频率不能做到很好的同步，因此终端在下行同步后可能有较大的残留频偏，而残留频偏会造成额外的相位差，从而影响上行同步定时偏差确定的准确性。例如一组符号组持续1.6ms，50hz的残留频偏会带来0.16π的相位差。而通过将preamble信号进行fft以及idft等变换处理确定上行同步定时偏差的方式无法对这种残留频偏进行处理，从而造成确定的上行同步定时偏差准确性较低。
基于此，本发明实施例提供一种确定上行同步定时偏差的方法及装置，用以解决现有技术中存在的nb-iot系统中基站通过将preamble序列经过fft以及idft等变换处理确定上行同步定时偏差时准确性较低的问题。其中，方法和装置是基于同一发明构思的，由于方法及装置解决问题的原理相似，因此装置与方法的实施可以相互参见，重复之处不再赘述。
在本发明实施例的描述中，“第一”、“第二”等词汇，仅用于区分描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性，也不能理解为指示或暗示顺序。
下面结合附图对本发明优选的实施方式进行详细说明。
参阅图3所示，为本发明实施例提供的一种确定上行同步定时偏差的方法的流程图，具体可以包括如下：
s301，基站接收终端设备发送的前导码preamble信号。
s302，所述基站确定发送所述preamble信号中的每个符号组所占用的频域信道的信道估计值。
s303，所述基站基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，并基于所述第一弧度值确定所述终端设备的上行同步定时偏差。
本发明实施例中通过基站接收终端设备发送的前导码preamble信号，然后确定发送所述preamble信号中的每个符号组所占用的频域信道的信道估计值，之后基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，并基于所述第一弧度值确定所述终端设备的上行同步定时偏差，由于preamble信号的相位差由于上行同步定时偏差造成的，因此preamble信号的相位差可以反映终端设备的上行同步定时偏差，相比于现有技术中，采用基站将preamble序列进行fft以及idft等变换处理的方法，本发明实施例中通过将preamble信号中每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，根据所述第一弧度值确定preamble信号的相位差，提高了确定上行同步定时偏差的准确性。
具体的，所述基站基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，可以通过如下两种方式的任一种实现：
方式一：所述基站基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个跳频间隔为m个子载波的符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第一弧度值，其中，所述m为正整数。
方式二：a1，所述基站基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个跳频间隔为n个子载波的符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第二弧度值，其中，所述n为正整数。
a2，所述基站基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个跳频间隔为h个子载波的符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第三弧度值，其中，所述h为正整数，其中n小于h。
a3，所述基站将所述第二弧度值以及所述第三弧度值作和得到所述第一弧度值。
可选的，所述基站可以基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第一弧度值；或者，
所述基站也可以基于所述跳频图样，将所述preamble信号中预先选择的两个符号组的信道估计值进行共轭相乘，并将得到的共轭相乘的结果作为第一弧度值；所述基站也可以通过其他方式得到第一弧度值，本发明实施例在这里不做具体限定。
为了更好地理解本发明实施例，以下给出具体应用场景，以所述preamble信号采用的跳频图样为图2所示的跳频图样，所述preamble信号包括符号组1，符号组2，符号组3以及符号组4为例，对基站接收终端设备发送的前导码preamble信号之后，确定上行同步定时偏差的过程具体详细描述。
场景一：所述基站基于图2所示的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值通过方式一实现，且m等于1。
参阅图4所示，基站确定上行同步定时偏差的过程具体包括：
s401，去cp。
具体的，基站根据接收到的preamble信号的preamble格式类型去除preamble信号的cp部分。
s402，1/2子载波频率偏移。
具体的，基站将去除cp部分的preamble信号进行1/2子载波即1.875khz频移。
基站通过将去除cp部分的preamble信号进行1/2子载波频移，避免了直流分量的影响。
s403，同步信号解调。
具体的，基站将经过1/2子载波频率偏移的preamble信号进行fft变换得到频域序列，然后根据图2所示的跳频图样确定每个ofdm符号所在信道的中心频率，并在preamble信号的频域序列中抽取每个ofdm符号所在信道的中心频率对应的频域数据。
s404，频域agc处理。
具体的，基站将每个ofdm符号对应的频域数据经过频域agc处理，确保每个ofdm符号对应的频域数据的幅度均保持在预设区间内。
s405，粗定时同步。
具体的，所述基站确定每个符号组中经过频域agc处理的5个ofdm符号对应的频域数据的平均值为每个符号组所占用的频域信道的信道估计值，并将所述preamble信号中跳频间隔为1个子载波的符号组1和符号组2的信道估计值进行共轭相乘，以及跳频间隔为1个子载波的符号组3和符号组4的信道估计值进行共轭相乘，并将两个共轭相乘的结果作和得到第一弧度值，其中，第一弧度值符合如下公式要求：
rs＝y1*y2+y3y4*；
rs表示第一弧度值，y1表示符号组1的信道估计值；y2表示符号组2的信道估计值；y3表示符号组3的信道估计值；y4表示符号组4的信道估计值。
在一种可能的实施方式中，当接收到所述终端设备重复发送的若干个所述preamble信号时，基站进行粗定时同步的过程可以通过如下方式实现：
b1，针对每一个所述preamble信号，基站确定所述每一个所述preamble信号对应的第一弧度值。
当终端设备基于不同的跳频图样重复发送所述preamble信号时，每个所述preamble信号的符号组1跳频到符号组2时可能是通过正跳，即符号组2所占用的频域信道的中心频率大于符号组1所占用的频域信道的中心频率；也可能是通过负跳，即符号组2所占用的频域信道的中心频率小于符号组1所占用的频域信道的中心频率。为了保证相位的一致性，本发明实施例中对若干个所述preamble信号的第一弧度值进行修正。
具体的，针对若干个所述preamble信号，基站可以将符号组1通过正跳跳频到符号组2的所述preamble信号的第一弧度值进行修正，修正后的第一弧度值符合如下公式：
rs＝(y1*y2+y3y4*)*。
或者，针对若干个所述preamble信号，基站也可以将符号组1通过负跳跳频到符号组2的所述preamble信号的第一弧度值进行修正，本发明实施例在这里不作具体限定。
b2，基站确定若干个所述preamble信号的第一弧度值的弧度平均值，所述弧度平均值符合如下公式要求：
其中，
b3，基站将所述弧度平均值转换成第一角度值，第一角度值符合如下公式要求：
其中，θs表示第一角度值。
可选的，在步骤s405之后，s407之前，执行步骤s406。
s406，天线合并。
具体的，当接收所述终端设备通过多个天线发送的若干个所述preamble信号时，针对每一个所述preamble信号，基站确定每一个所述preamble信号对应的第一角度值，然后确定若干个所述preamble信号的第一角度值的第一角度平均值，所述第一角度平均值符合如下公式要求：
其中，
s407，确定上行同步定时偏差。
具体的，基站基于第一角度平均值确定上行同步定时偏差，上行同步定时偏差符合如下公式要求：
其中，ta表示所述上行同步定时偏差；nfft为所述preamble信号进行傅里叶变换fft的点数。
场景二：所述基站基于图2所示的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值通过方式一实现，且m等于6。
参阅图5所示，基站确定上行同步定时偏差的过程具体包括：
s501，去cp。
s502，1/2子载波频率偏移。
s503，同步信号解调。
s504，频域agc处理。
s501至s504，参见图4所示的步骤s401至步骤s404，本发明实施例在这里不再重复赘述。
s505，细定时同步。
具体的，所述基站确定每个符号组中经过频域agc处理的5个ofdm符号对应的频域数据的平均值为每个符号组所占用的频域信道的信道估计值，并将所述preamble信号中跳频间隔为6个子载波的符号组1和符号组4的信道估计值进行共轭相乘，以及跳频间隔为6个子载波的符号组2和符号组3的信道估计值进行共轭相乘，并将两个共轭相乘的结果作和得到第二弧度值，其中，第二弧度值符合如下公式要求：
rl＝y1*y4ejφ+y3y2*ej3φ；
rl表示第二弧度值，y1表示符号组1的信道估计值；y2表示符号组2的信道估计值；y3表示符号组3的信道估计值；y4表示符号组4的信道估计值；φ符合如下公式要求：
φ＝2πδft；
其中，δf表示终端设备的残留频偏值，t表示发送一个符号组的时间长度。
在一种可能的实施方式中，当接收到所述终端设备重复发送的若干个所述preamble信号时，基站进行细定时同步的过程可以通过如下方式实现：
c1，针对每一个所述preamble信号，基站确定所述每一个所述preamble信号对应的第二弧度值。
当终端设备基于不同的跳频图样重复发送所述preamble信号时，每个所述preamble信号的符号组2跳频到符号组3时可能是通过正跳，即符号组2所占用的频域信道的中心频率小于符号组3所占用的频域信道的中心频率；也可能是通过负跳，即符号组2所占用的频域信道的中心频率大于符号组3所占用的频域信道的中心频率。为了保证相位的一致性，本发明实施例中对若干个所述preamble信号的第二弧度值进行修正。
具体的，针对若干个所述preamble信号，基站将符号组2通过正跳跳频到符号组3的所述preamble信号的第二弧度值进行修正，修正后的第二弧度值符合如下公式：
rl＝(y1*y4ejφ+y3y2*ej3φ)*。
或者，针对若干个所述preamble信号，基站也可以将符号组2通过负跳跳频到符号组3的所述preamble信号的第二弧度值进行修正，本发明实施例在这里不作具体限定。
c2，基站确定若干个所述preamble信号的第二弧度值的弧度平均值，所述弧度平均值符合如下公式要求：
其中，
c3，基站将所述弧度平均值转换成第二角度值，第二角度值符合如下公式要求：
其中，θl表示第二角度值。
可选的，在步骤s505之后，s507之前，执行步骤s506。
s506，天线合并。
具体的，当接收所述终端设备通过多个天线发送的若干个所述preamble信号时，针对每一个所述preamble信号，基站确定每一个所述preamble信号对应的第二角度值，然后确定若干个所述preamble信号的第二角度值的第二角度平均值，所述第二角度平均值符合如下公式要求：
其中，
s507，确定上行同步定时偏差。
具体的，基站基于第二角度平均值确定上行同步定时偏差，上行同步定时偏差符合如下公式要求：
其中，ta表示所述上行同步定时偏差；nfft为所述preamble信号进行傅里叶变换fft的点数。
场景三：所述基站基于图2所示的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值通过方式二实现，且n等于6，h等于6。
参阅图6所示，基站确定上行同步定时偏差的过程具体包括：
s601，去cp。
s602，1/2子载波频率偏移。
s603，同步信号解调。
s604，频域agc处理。
s601至s604，参见图4所示的步骤s401至步骤s404，本发明实施例在这里不再重复赘述。
s605，粗定时同步。
具体的，所述基站确定发送所述preamble信号中的每个符号组所占用的频域信道的信道估计值，并基于图2所示的跳频图样确定第一角度值θs。
具体如何基于图2所示的跳频图样确定第一角度值θs，可以参阅图4所示的步骤s405，本发明实施例在这里不做重复赘述。
s606，细定时同步。
具体的，所述基站确定发送所述preamble信号中的每个符号组所占用的频域信道的信道估计值，并基于图2所示的跳频图样确定第二角度值θl。
具体如何基于图2所示的跳频图样确定第二角度值θl，可以参阅图5所示的步骤s505，本发明实施例在这里不做重复赘述。
其中，步骤s605和s606没有严格的先后顺序，可以先执行s605后执行s606，也可以先执行s606后执行s605，也可以同时执行s605和s606，本发明实施例在这里不做具体限定。
可选的，在步骤s606之后，步骤s609之前，执行s607。
s607，相位补偿。
具体的，所述基站基于第一角度值θs对第二角度值θl进行相位补偿，经过相位补偿后的θl符合下述公式要求：
θl1＝angle(rle-j6θs)；
其中，θl1表示经过相位补偿后的θl；rl表示所述第二弧度值。
需要说明的是，由于频偏估计的准确性对确定上行定时定时同步偏差的影响较大，当重复次数较多信噪比较低时或残留频偏小的情况下，由于频偏估计不准确导致频偏补偿后系统性能反而恶化了。因此，基站对第二角度值θl进行相位补偿时主要考虑如下因素:
a)终端设备重复发送preamble信号的次数小于第一阈值。
b)基站确定的终端残留频偏值小于第二阈值。
c)基站检测到的上行信噪比低于第三阈值。
当满足以上至少一个条件时，基站对第二角度值θl不进行相位补偿。
可选的，在步骤s607之后，s609之前，执行步骤s608。
s608，天线合并。
具体的，当接收所述终端设备通过多个天线发送的若干个所述preamble信号时，基站确定第一角度平均值
具体如何确定第一角度平均值
具体如何确定第二角度平均值
s609，确定上行同步定时偏差。
具体的，基站基于角度平均值确定上行同步定时偏差，上行同步定时偏差符合如下公式要求：
其中，ta表示所述上行同步定时偏差；nfft为所述preamble信号进行傅里叶变换fft的点数。
本发明实施例中通过基站接收终端设备发送的前导码preamble信号，然后确定发送所述preamble信号中的每个符号组所占用的频域信道的信道估计值，之后基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，并基于所述第一弧度值确定所述终端设备的上行同步定时偏差，由于preamble信号的相位差由于上行同步定时偏差造成的，因此preamble信号的相位差可以反映终端设备的上行同步定时偏差，相比于现有技术中，采用基站将preamble序列进行fft以及idft等变换处理的方法，本发明实施例中通过将preamble信号中每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，根据所述第一弧度值确定preamble信号的相位差，提高了确定上行同步定时偏差的准确性。
基于与图3对应的方法实施例的同一发明构思，本发明实施例提供了一种确定上行同步定时偏差的装置70，所述装置可以应用于基站设备。该装置70的结构如图7所示，包括接收模块71以及确定模块72，其中：
接收模块71，用于接收终端设备发送的前导码preamble信号。
确定模块72，用于确定发送所述接收模块71接收的所述preamble信号中的每个符号组所占用的频域信道的信道估计值；基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，并基于所述第一弧度值确定所述终端设备的上行同步定时偏差。
在一种可能的实施方式中，所述确定模块72，在基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值时，具体用于：
基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个跳频间隔为m个子载波的符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第一弧度值，其中，所述m为正整数。
在另一种可能的实施方式中，所述确定模块72，在基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值时，具体用于：
d1，基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个跳频间隔为n个子载波的符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第二弧度值，其中，所述n为正整数。
d2，基于所述跳频图样，将所述preamble信号中任意两个跳频间隔为h个子载波的符号组的信道估计值进行共轭相乘得到至少两个结果，并将得到的至少两个共轭相乘的结果作和得到第三弧度值，其中，所述h为正整数，其中n小于h。
d3，将所述第二弧度值以及所述第三弧度值作和得到所述第一弧度值。
可选的，所述上行同步定时偏差符合下述公式要求：
其中，ta表示所述上行同步定时偏差；θs1表示所述第二弧度值经过转换得到的角度值；θl1表示所述第三弧度值经过转换得到的角度值；nfft为所述preamble信号进行傅里叶变换fft的点数。
可选的，所述装置还包括相位补偿模块73，用于在所述确定模块72基于所述第一弧度值确定所述终端设备的上行同步定时偏差之前，对所述确定模块72确定的所述第三弧度值经过转换得到的角度值进行相位补偿，经过相位补偿后的所述第三弧度值经过转换得到的角度值符合下述公式要求：
θl2＝angle(rle-j6θs2)；
其中，θl2表示经过相位补偿后的所述第三弧度值经过转换得到的角度值；rl表示所述第三弧度值；θs2表示所述第二弧度值经过转换得到的角度值。
可选的，所述接收模块71，具体用于：接收所述终端设备重复发送的若干个所述preamble信号；
所述确定模块72，还用于：在基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值之后，确定重复发送的所述若干个所述preamble信号的所述第一弧度值的第一平均值，并基于所述第一平均值确定所述终端设备的上行同步定时偏差。
可选的，所述接收模块71，具体用于：接收所述终端设备通过多个天线发送的所述preamble信号；
所述确定模块72，还用于：在基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值之后，确定通过多个天线发送的所述preamble信号的所述第一弧度值的第二平均值，并基于所述第二平均值确定所述终端设备的上行同步定时偏差。
本发明实施例中通过基站接收终端设备发送的前导码preamble信号，然后确定发送所述preamble信号中的每个符号组所占用的频域信道的信道估计值，之后基于发送所述preamble信号采用的跳频图样，对每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，并基于所述第一弧度值确定所述终端设备的上行同步定时偏差，由于preamble信号的相位差由于上行同步定时偏差造成的，因此preamble信号的相位差可以反映终端设备的上行同步定时偏差，相比于现有技术中，采用基站将preamble序列进行fft以及idft等变换处理的方法，本发明实施例中通过将preamble信号中每个符号组对应的信道估计值进行共轭相乘得到第一弧度值，根据所述第一弧度值确定preamble信号的相位差，提高了确定上行同步定时偏差的准确性。
基于与图3对应的方法实施例的同一发明构思，本发明实施例还提供了一种基站设备。该基站设备的结构如图8所示，包括处理器801、存储器802以及收发器803，其中：
处理器801，用于读取存储器802中的程序，执行下列过程：
通过收发器803接收和发送信息，并执行与上述图3对应的实施例中所述的方法。
收发器803，用于在处理器801的控制下接收和发送信息。
存储器802，用于存储软件程序。
在图8中，总线架构(用总线800来代表)，总线800可以包括任意数量的互联的总线和桥，总线800将包括由处理器801代表的一个或多个处理器和存储器802代表的存储器的各种电路链接在一起。总线800还可以将诸如外围设备、稳压器和功率管理电路等之类的各种其他电路链接在一起，这些都是本领域所公知的，因此，本文不再对其进行进一步描述。总线接口804在总线800和收发器803之间提供接口。收发器803可以是一个元件，也可以是多个元件，比如多个接收器和发送器，提供用于在传输介质上与各种其他装置通信的单元。
处理器801负责管理总线800和通常的处理，还可以提供各种功能，包括定时，外围接口，电压调节、电源管理以及其他控制功能。而存储器802可以被用于存储处理器801在执行操作时所使用的数据。
可选的，处理器801可以是中央处埋器(英文：centralprocessingunit，简称：cpu)、专用集成电路(英文：applicationspecificintegratedcircuit，简称：asic)、现场可编程门阵列(英文：field－programmablegatearray，简称：fpga)或复杂可编程逻辑器件(英文：complexprogrammablelogicdevice，简称：cpld)、数字信号处理器(英文：digitalsignalprocessing，简称：dsp)等等。
本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、cd-rom、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。