光OFDM系统中一种联合改进的LC‑SLM峰均比抑制方案的制作方法

本发明属于光正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing,ofdm)系统峰均比抑制技术领域，涉及一种联合改进的低复杂度slm(low-complexityslm,lc-slm)峰均比抑制方案，该方案可以通过选择性映射(selectivemapping,slm)技术和clipping技术联合改进来实现对光ofdm系统高峰均比的抑制。

背景技术：

光正交频分复用(opticalorthogonalfrequencydivisionmultiplexing,o-ofdm)系统将光通信技术和正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)技术有机地结合起来，其高频谱利用率，对信道衰落的鲁棒性，抗色散能力，抗符号间干扰(intersymbolinterference,isi)，抑制非线性效应等诸多优点，目前已被多种高速数据传输系统作为技术标准。然而，高的峰值平均功率比(peak-to-averagepowerratio,papr)一直被认为是光ofdm技术最主要的一个缺点。高papr驱动高功率放大器在非线性区域工作，这将会增加带内失真和带外辐射，从而导致o-ofdm系统性能下降。为了有效地抑制高papr对o-ofdm系统所带来的影响，目前国内外的专家学者针对高papr提出了诸多解决方案，如削波(clipping)、选择性映射(selectivemapping,slm)、部分传输序列等技术。在目前的解决方案中，clipping是降低峰值幅度最简单且有效的方法，但是其非线性处理会引入带内和带外信号失真，从而降低误码率(ber)性能。slm是概率类技术中对抑制papr较为有效的技术。因其较高的功率利用率和带宽效率，不会引起信号失真，从而使得误码率性能降低，可以较为显著地抑制高papr的出现，但是slm方案中使用一系列的快速傅里叶逆变换(inversefastfouriertransform,ifft)变换产生不同的备选信号而增大了计算复杂度。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种既可以降低计算复杂度又可以兼顾较好的papr抑制性能的峰均比方案。

为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

(1).首先把原复频域向量x拆分成两个实向量，分别记作xi和xq；随机相位序列矢量p^m＝[p^m(0),…,p^m(n-1)]，(m＝0,1…m-1)。其中，(i＝0,1,…n-1)，且在[0,2π)内服从均匀分布。由原始序列x和m个随机相位序列矢量点成后可以产生m个统计独立序列x^m(1≤m≤m)，它可以表示为：

x^m＝[x^m(0),…,x^m(n-1)]

＝x⊙p^m

＝[x(0)p^m(0),…,x(n-1)p^m(n-1)],1≤m≤m(1)

其中，⊙表示两个向量的点乘。利用快速傅里叶逆变换(inversefastfouriertransform,ifft)运算的线性特点，对上述输出信号x^m作ifft变换，由此我们可以得到m路不同的输出序列x^m。

x^m＝ifft(x^m)＝ifft(x⊙p^m)，1≤m≤m(2)

此时，xi＝re(x^m)，xq＝im(x^m)。

(2).利用(1)式和(2)式分别产生m个时域向量，分别记作备选实部和备选虚部(1≤m≤m)

(3).在备选实部中选取一个成为备选信号的实部，然后再把备选实部和备选虚部重新组合成一个新的备选信号1≤i≤m，1≤q≤m。

(4).经过第(3)步的操作，总共可以产生m2个备选信号。然后对高于门限amax的信号进行clipping操作使其峰值功率不超过门限值amax，

最后再从中选取具有最小papr(peak-to-averagepowerratio,papr)的一路信号进行传输。在式(1)中的每一个元素p^m(k)都在范围内取值。

本发明的有益效果在于：

从理论和计算机仿真中可知，本发明方案在一定程度上改善了由clipping技术产生的信号失真现象而导致的高误码率且对比低复杂度slm(low-complexityslm,lc-slm)方案对于papr的抑制性能有着较为显著的提高，因此在实际的应用中，在平衡papr抑制效果和系统误码率两者之间的性能时，本发明方案在抑制光ofdm系统的高峰均比的实际应用中具有很高的利用价值和实用意义。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和有益效果更加清楚，本发明提供如下附图进行说明：

图1为本发明方案的技术路线图；

图2为c-slm方案的原理框图；

图3为lc-slm方案原理框图；

图4为clipping原理图；

图5为clipping降低papr的原理流程图；

图6为本发明方案联合改进的原理框图；

图7为本发明方案在子块数目相同时与其他两种方案的ccdf对比；

图8为本发明方案在削波比γ相同时与其他算法的误码率对比。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明的具体实施方式和优选仿真实例进行详细的描述。

1.结合附图2说明，传统slm(conventionalselectivemapping,c-slm)方案的主要思想是将输出的光ofdm信号x和m个模值为1的随机相位序列相乘，从而使得每一个光ofdm信号映射到m个表示相同信息的备选信号，然后再经过ifft(inversefastfouriertransform,ifft)变换，最后在m组信号中选择出现最低papr(peak-to-averagepowerratio,papr)的一组信号发送。

在c-slm方案中，存在着m个长度均为n的随机相位序列矢量p^m＝[p^m(0),…,p^m(n-1)]，(m＝0,1,…,m-1)。其中(i＝0,1,…,n-1)，且在[0,2π)内服从均匀分布。由原始序列x和m个随机相位序列矢量点乘后可以产生m个统计独立序列x^m(1≤m≤m)，它可以表示为:

x^m＝[x^m(0),…,x^m(n-1)]＝x⊙p^m＝[x(0)p^m(0),…,x(n-1)p^m(n-1)],1≤m≤m(1)

其中，⊙表示两个向量的点乘。利用快速傅里叶逆变换(inversefastfouriertransform,ifft)运算的线性特点，对上述输出信号x^m作ifft变换，由此我们可以得到m路不同的输出序列x^m

x^m＝ifft(x^m)＝ifft(x⊙p^m),1≤m≤m(2)

最后我们再从m个备选信号x^m(1≤m≤m)中选取出现最小papr(peak-to-averagepowerratio,papr)的一路信号(本发明方案中用带*的变量表示出现最小papr值的信号)进行传输。图2所示为c-slm方案的原理框图。

2.结合附图3说明，虽然c-slm方案对高papr的出现起到了一定的抑制作用，但其计算复杂度较高一直是其最为显著的缺点，鉴于c-slm方案的计算复杂度较高，本文在c-slm方案的基础上提出了一种改进的低复杂度slm(low-complexityslm,lc-slm)方案。在此方案中，光ofdm信号的实部和虚部被分开进行处理。这样我们就可以通过备选信号的实部信号和虚部信号进行线性组合，由此就可以得到更多的备选信号。

在lc-slm方案中，本文用和分别表示原始信号x^m(1≤m≤m)的实部和虚部。表示对进行ifft变换后的实部信号，表示对进行ifft变换后的虚部信号。须要注意的是，式(1)中的每一个元素p^m(k)都在{±1}范围内取值。本文分别将和称作备选实部和备选虚部。

通过m次的ifft变换后，可以在m个集合中分别选取一个备选实部和备选虚部进行线性组合，故此可以生成m²个备选时域信号。最后在通过对比m组备选时域信号，将其中出现最小papr的一路信号作为传输信号。lc-slm方案其具体的原理框图如图3所示。

3.结合附图4说明，clipping是一种限幅类技术，它直接采用非线性运算在峰值信号附近进行限幅操作来较为有效地降低papr，经过ifft变换出来的信号，在并串变换后进入clipping模块。若输入信号am的峰值比预设的门限值amax大，保持其原有的相位不变，并将信号的幅度限制成预先设定的门限值，若该输入信号am的峰值没有超过门限值，则此信号保持不变并可顺利通过。其基本原理如图4所示。

即削波后的输出信号为：

clipping过程可以使得经过的信号的幅度被限制预先设定的门限值amax以内，从而能够把papr控制在预设的幅度范围之内，clipping的指标用削波比γ来表示：

其中，amax为预先设定的门限幅度值，pin表示clipping前光ofdm信号的平均输入功率。

4.结合附图5说明，图5所示的是clipping过程降低papr的基本流程图，其过程采用非线性运算且实现较为简单，但由于clipping过程会产生信号畸变，所以会引入信号失真。

5.结合附图6说明，在lc-slm方案中，我们将光ofdm信号的实部和虚部进行分开处理，将备选信号的实部和虚部进行线性组合由此可以得到更多的备选信号，考虑到slm技术虽然可以对papr抑制性能有着良好的效果，但其较高的计算复杂度是其较为显著的缺点，而clipping技术可以较为直接和快速的降低papr，但由此引入的信号失真和高误码率(symbolerrorrate,ber)是其无法避免的问题。因此，考虑到两种技术的互补特性，可以在lc-slm方案的基础上加入clipping技术来互相弥补另一种技术的不足，本文提出了一种联合lc-slm与clipping技术的改进slm(improvedselectivemapping,i-slm)方案，其联合改进方案的基本原理框图如图6所示。由图6可知i-slm方案的具体实现过程如下所述：

(1).首先把原复频域向量x拆分成两个实向量，分别记作xi和xq；随机相位序列矢量p^m＝[p^m(0),…,p^m(n-1)]，(m＝0,1…m-1)。其中，(i＝0,1,…n-1)，且在[0,2π)内服从均匀分布。由原始序列x和m个随机相位序列矢量点成后可以产生m个统计独立序列x^m(1≤m≤m)，它可以表示为：

x^m＝[x^m(0),…,x^m(n-1)]

＝x⊙p^m

＝[x(0)p^m(0),…,x(n-1)p^m(n-1)],1≤m≤m(1)

其中，⊙表示两个向量的点乘。利用快速傅里叶逆变换(inversefastfouriertransform,ifft)运算的线性特点，对上述输出信号x^m作ifft变换，由此我们可以得到m路不同的输出序列x^m。

x^m＝ifft(x^m)＝ifft(x⊙p^m)，1≤m≤m(2)

此时，xi＝re(x^m)，xq＝im(x^m)。

(2).利用(1)式和(2)式分别产生m个时域向量，分别记作备选实部和备选虚部(1≤m≤m)

(3).在备选实部中选取一个成为备选信号的实部，然后再把备选实部和备选虚部重新组合成一个新的备选信号1≤i≤m，1≤q≤m。

(4).经过第(3)步的操作，总共可以产生m²个备选信号。然后对高于门限amax的信号进行clipping操作使其峰值功率不超过门限值amax，

最后再从中选取具有最小papr的一路信号进行传输。在式(1)中的每一个元素p^m(k)都在范围内取值。

从实施步骤中可以得出，步骤(1)将原始频域向量x拆分为两个实向量，并通过ifft变换得到m路输出序列，在步骤(2)中，利用式(1)和式(2)分别产生m个备选实部和m个备选虚部。而在步骤(3)中，通过备选实部和备选虚部的重新组合来以此获得更多的备选信号。在步骤(4)中为了使得系统能获得更好的峰均比抑制性能，将输出的信号进行clipping操作，把其峰值功率限定在门限值范围内，最后再从中选取一路最小papr的信号进行传输。

6.结合表1说明，当子载波数为n时,若进行m次的ifft变换则需要次复数乘法和mnlog2n次复数加法。c-slm方案共有m次ifft变换，生成m个备选信号，然而lc-slm和i-slm方案共有m次的ifft变换，都可以生成m²个备选信号。出于对公平性的考虑，本文将对c-slm，lc-slm以及i-slm方案都生成m²个备选信号时的计算复杂度进行分析。

c-slm方案生成m²个备选信号共计有m²次ifft变换。那么其产生的复数乘法和复数加法次数分别为和m²nlog2n次。

lc-slm和i-slm方案都生成m²个备选信号共计有m次ifft变换。所以，这两种方案产生的复数乘法和复数加法的次数则能够分别降低至和mnlog2n次。这m个备选实部和m个备选虚部进行重组，共计可以得到m²个备选信号，这一步产生了额外的m²n次复数加法。

为了便于直观的对比计算复杂度，本文定义了计算复杂度降低率(ccrr)来对计算复杂度的降低效果进行量化。lc-slm和i-slm两种方案对比c-slm方案的ccrr被定义为：

表1子载波数n＝256时，三种方案的计算复杂度对比(ad代表加法，mu代表乘法)

表1展示了当n和m取到典型值时相应的ccrr。从表中呈现的数据来看，假设生成相同数目的备选信号，在分别为16和36的情况下，lc-slm和i-slm方案相较于c-slm方案而言，ccrr均超过50％，说明在计算复杂度方面对比c-slm方案有了较大幅度的提升，且随着m值的增大ccrr也呈现出较为明显的上升趋势，充分验证了本发明方案对于计算复杂度降低有着较为良好的有效性和优越性。

7.结合附图7和附图8说明，为了进一步说明本发明方案在一定程度上改善了由clipping技术产生的信号失真现象而导致的高误码率且对比lc-slm方案对于papr的抑制性能有着较为显著的提高，下面进行了一个实验。同时，实验的结果-图7和图8是经过相同次数ifft变换的仿真结果。

实验：

表2仿真模拟时用到的参数设置

在实验中仿真了在经过相同次数ifft变换时，本发明方案(i-slm)所实现的峰均比抑制性能，如图7所示，所使用的仿真参数如表2所示。除此之外，由于clipping过程是畸变类技术，对光ofdm系统产生一定的信号失真现象，致使增大了接收端恢复原始信号的难度。所以，在实验中也同时仿真了clipping方案的误码率(ber)和lc-slm方案的ber具体可参见文献“l.q.wang,c.tellambura,asimplifiedclippingandfilteringtechniqueforparreductioninofdmsystems[j].ieeesignalprocess，2005,12(6):453-456.”和文献“袁建国,申茜,邱飘玉,王永.o-ofdm系统中一种低复杂度的slm峰均比抑制技术[j].激光杂志,2016,37(4):107-110.”。

从图7中可以看出，当ifft变换次数相同时时，c-slm方案、lc-slm方案和i-slm三种方案的ccdf曲线。本发明方案所实现的峰均比的抑制性能要比c-slm方案和lc-slm方案的抑制效果都好。当m＝4时，papr的抑制性能在ccdf＝10^-4处，本发明方案相较于lc-slm方案提升了0.897db，相较于c-slm方案提升了2.466db，光ofdm系统的峰均比抑制性能得到了明显的提升。当m＝6时，papr的抑制性能在ccdf＝10^-4处，本发明方案相较于lc-slm方案提升了0.825db，相较于c-slm方案提升了2.279db，光ofdm系统的峰均比抑制性能得到了明显的提升。

由图8可知，本发明方案的误码率(ber)性能虽不如lc-slm方案，但要远远好于clipping方案中的ber性能。出于对实验结果的一致性，本发明的削波比γ仍然设置为4，此时，本发明方案的ber性能与lc-slm方案较为接近，但要远远好于clipping方案所产生的高ber，且随着削波比γ的进一步增大，本发明方案的误码率性能将会进一步接近lc-slm方案的误码率性能。这是因为选择性映射(slm)技术是非畸变类技术，可以较好地恢复出原始信号，而clipping过程是畸变类技术，对光ofdm系统产生了一定的信号失真现象，致使增大了接收端恢复原始信号的难度，从而产生了较高的误码率(ber)。

综上所述，本发明方案在光ofdm系统中，在一定程度上改善了由clipping技术产生的信号失真现象而导致的高误码率且对比lc-slm方案对于papr的抑制性能有着较为显著的提高。同时也可以看出，本发明方案也是一种能兼顾峰均比(papr)抑制效果和系统误码率(ber)的峰均比抑制方案。

最后需要说明的是，以上优选仿真实例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过上述优选仿真实例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。