一种混沌混合扩频保密水声通信方法与流程

本发明涉及水声通信技术领域，具体涉及一种混沌混合扩频保密水声通信方法。

背景技术：

随着人们对海洋开发的增进和对海洋资源需求的增加，实现稳健、保密的水声通信成为新的研究热点。海水介质对信号较强的衰减特性导致水下信道传输带宽较窄，水声环境的复杂多变和水声信号较低的传播速度，使得水声信道成为最为复杂的信道之一。扩频通信由于扩频增益的存在，具有良好的抗噪声和抗多径干扰特性，被广泛应用于远程水声通信领域。然而扩频通信较强的抗噪声性能是以牺牲频谱利用率为代价的，通信数据率通常十分低下；传统的扩频通信采用的常规伪随机(Pseudo-Noise,PN)序列，具有明显的周期性和二值性等特征，一旦信号被截获，码片速率和码周期等相应特征容易被敌方提取和利用，导致信息泄露。

现有技术中，M元直接序列扩频(Direct-Sequence Spread Spectrum,DSSS)通信方式利用多个扩频序列的组合携带信息比特，一定程度上提高了扩频通信的数据率；组合扩频通信方式在M元的基础上数据率得以进一步提高，但是相互叠加的扩频码之间难以保证完全正交，因此存在相互干扰，降低了系统的误码率性能；双正交通道的循环移位键控(Cyclic Shift Keying,CSK)扩频通信方式，将信息调制在码元相位上，利用码元相位的大小表示信息，一方面提高了扩频通信系统的带宽利用率，另一方面通过正交通道解决了通道间干扰的问题，但是带宽利用率依然有限。

上述通信方式均是在非保密环境下的通信方式，没有考虑信号的抗截获能力，采用混沌序列代替常规的Gold码或Kasami序列，利用混沌序列类噪声、伪随机、非周期和对初值极其敏感的特性，解决了常规PN码周期性的问题，极大提高了通信的安全性，然而由于信号生成过程中对原始的混沌序列进行了二值量化，导致处理后的混沌序列与普通PN序列本质相同，并且量化引起相关性下降，可用数量减少；采用猝发通信的方式降低信号被检测的概率，虽然可以在一定程度上降低截获概率，但是该方法将大幅降低有效通信速率。

技术实现要素：

本发明的目的在于，为解决上述现有技术的不足，进一步提高水声扩频通信的通信速率，同时提高扩频信号的保密性能，提供一种可靠性高、保密性好、通信效率高的水声通信方法。

为达到上述目的，提供了一种混沌混合扩频保密水声通信方法，所述方法包括：

步骤1)发射端将信源发出的二进制序列均匀分组，每组分为三块，第一块进行BPSK调制和Gray映射，第二块进行M元混沌调相CPM扩频序列映射，第三块调制为混沌调频扩频CFM信号；然后将输出的三类正交信号进行混合调制，得到待发射的混沌混合扩频CHSS信号，最后将待发射的CHSS信号转换为水声模拟信号进行发射；

步骤2)接收端将收到的水声模拟信号转换为数字信号，采用混沌调相扩频中的同相支路BPSK扩频信号作为导频信号，利用混沌调相扩频码的扩频增益，对信号进行时频二维搜索完成时频同步；对时频同步后的信号进行解调，对于CPM和CFM扩频采用非相干最大似然解调算法，BPSK采用相干解调算法，完成M元解扩和相干解调，得到二进制序列。

作为上述方法的一种改进，所述步骤1)具体包括：

步骤1-1)利用Quadratic映射得到原始混沌序列，由此生成M1+1个CPM扩频码和M2个CFM扩频码，扩频码的长度为N；将生成的CPM扩频码和CFM扩频码分别组成一个混沌调相扩频序列集合和一个混沌调频扩频序列集合

步骤1-2)发射端将输入信息按照(1+K1+K2)bit进行串并转换，对每1+K1+K2比特的第1位进行BPSK映射得到BPSK符号d0(t)，利用混沌调相扩频码c0(t)＝P⁰对d0(t)进行扩频调制，将调制信号用于同相支路，其中P⁰为混沌调相扩频序列集合中的第1个扩频码；对第2至K1+1位进行M元映射，得到M1进制数据d1(t)，选择混沌调相扩频序列集合中的第d1(t)+2个扩频码作为输出，用于正交支路的扩频信号；对第K1+2至K1+K2+1位进行M元映射，得到M2进制数据d2(t)，选择混沌调频扩频序列集合中的第d2(t)+1个扩频码作为输出；其中d1(t)和d2(t)分别为M元混沌调相扩频和混沌调频所携带的信息；d1(t)取值为{0,1,…M1-1}，d2(t)取值为{0,1,…M2-1}；

步骤1-3)将生成的c0(t)调制在同相支路上，调制在正交支路上，则调制在频率为f0的载波上，得到调制后的CHSS时域信号，表达如下：

其中表示取实部，T为一个符号的长度：

T＝NTc (8)

其中，N为扩频码长度，则每个码片的长度Tc为：

其中，B为信号带宽；

步骤1-4)将待发射的CHSS信号s(t)转换为水声模拟信号进行发射。

作为上述方法的一种改进，所述步骤1-1)具体包括：

步骤1-1-1)利用Quadratic映射得到原始混沌序列，映射方程表示为：

g(m+1)＝U-Qg²(m) (1)

其中，当3/4＜UQ＜2时，g(m)∈(-2/Q,2/Q)，这里取Q＝4,U＝1/4，g(0)∈(-0.5,0.5)，g(m)∈(-0.5,0.5)；

步骤1-1-2)由M个不同的混沌初始值生成相互正交的M个混沌序列，记做：

G⁰,G²,...,G^k,...,G^M (2)

其中，为长度是N的混沌序列；

步骤1-1-3)将未经二值量化的上述混沌序列调制在载波相位上，生成混沌调相扩频码，如式(3)所示：

步骤1-1-4)将M1+1个相互正交的混沌调相扩频码组成一个混沌调相扩频序列集合其中第k+1个混沌调相扩频码表示为为混沌调相扩频码中的第n个码片；

步骤1-1-5)将未经二值量化的混沌序列调制在载波频率上，生成混沌调频码，如式(4)所示：

其中B为信号带宽，ξn(t)＝u[t-nT0]-u[t-(n+1)T0]为持续时间为T0的单位脉冲函数，u(t)为阶跃函数；

步骤1-1-6)将M2个相互正交的混沌调频扩频码组成一个混沌调频扩频序列集合其中第k个混沌调频扩频码表示为为混沌调频扩频码中的第n个码片。

作为上述方法的一种改进，所述步骤1-2)中的K1取值为：

K1＝log2M1 (5)

K2取值为

K2＝log2M2 (6)。

作为上述方法的一种改进，所述步骤2)具体包括：

步骤2-1)接收端接收到CHSS信号后对其进行时频同步；

步骤2-2)通过时频同步获得载波频率和码元相位后，利用时域重采样算法对宽带信号进行频偏补偿，同时对码元相位进行相应补偿，对BPSK支路采用相干解调算法解调；

步骤2-3)对于CPM扩频和CFM扩频采用非相干最大似然解调算法，时频同步后的接收信号分别与本地生成的正交复载波和M元混沌扩频序列集中的扩频码相乘，求得乘积的能量，并选取最大值对应的扩频码在扩频序列集中的位置作为最大似然解调的输出结果；

步骤2-4)对BPSK支路的解调结果进行Gray映射并判决，对M元CPM和CFM支路的解调结果进行M元映射并判决，将三路解调信息进行并串转换得到最终的解调信息。

作为上述方法的一种改进，所述步骤2-1)具体包括：

步骤2-1-1)接收端以一个频域搜索步长的多普勒因子生成对应频率的本地正交复载波，同时以一个时域搜索步长的移位生成对应相位的CPM扩频码c0(t)，将上述本地正交复载波乘以该CPM扩频码，接收信号与上述乘积相乘，乘积通过一个低通滤波器滤去倍频分量，如下式所示：

其中是多普勒因子对应的频偏，是用于生成CPM扩频码c0(t)的原始混沌序列经过移位后的结果，γ(t)是白噪声部分的结果，RBPSK对应BPSK信号的处理结果，IM和ICFM分别为混沌调相和混沌调频调制部分的结果；

取η(t)的能量值作为本次搜索的输出；

步骤2-1-2)保持频域搜索的多普勒因子不变，以上述时域搜索步长更新CPM扩频码的相位，在搜索范围内按照步骤2-1-1)的过程迭代搜索，求出各次时域搜索结果的最大值作为搜索结果。

步骤2-1-3)以上述频域搜索步长更新对应多普勒因子的本地正交复载波，在搜索范围内按照步骤2-1-1)至步骤2-1-2)的过程进行迭代搜索，求出各次频域搜索结果的最大值，并计算该次搜索对应的载波频率和扩频码相位，进而得到时频同步点，完成时频二维同步。

本发明的优点在于：

1、本发明的方法克服了传统为随机序列的二值特性和周期特性，在不损失通信速率的条件下实现了保密水声通信；利用混沌信号良好的互相关特性，降低了混合扩频的通道间干扰，保证了系统的误码率性能；

2、本发明的方法提高水声扩频通信的通信速率，同时提高扩频信号的保密性能，具有可靠性高、保密性好、通信效率高的优点。

附图说明

图1为本发明的混沌混合扩频保密水声通信方法流程图；

图2为本发明的混沌混合扩频保密水声通信时频同步实现示意图；

图3为本发明的混沌调频信号非相干最大似然解调实现示意图。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本发明提供的一种混沌混合扩频保密水声通信方法做进一步阐释。

本发明提供的混沌混合扩频保密水声通信方法流程图如图1所示，具体描述如下：

步骤一、利用Quadratic映射得到原始混沌序列，映射方程表示为：

g(m+1)＝U-Qg²(m) (1)

其中，当3/4＜UQ＜2时，g(m)∈(-2/Q,2/Q)，这里取Q＝4,U＝1/4，g(0)∈(-0.5,0.5)，g(m)∈(-0.5,0.5)；

由M个不同的混沌初始值生成相互正交的M个混沌序列，记做：

G⁰,G²,...,G^k,...,G^M (2)

其中，为长度是N的混沌序列；

将未经二值量化的上述混沌序列调制在载波相位上，生成混沌调相扩频码，如式(3)所示：

将M1+1个相互正交的混沌调相扩频码组成一个混沌调相扩频序列集合其中第k+1个混沌调相扩频码表示为为混沌调相扩频码中的第n个码片；

将未经二值量化的混沌序列调制在载波频率上，生成混沌调频码，如式(4)所示：

其中B为信号带宽，ξn(t)＝u[t-nT0]-u[t-(n+1)T0]为持续时间为T0的单位脉冲函数，u(t)为阶跃函数；

将M2个相互正交的混沌调频扩频码组成一个混沌调频扩频序列集合其中第k个混沌调频扩频码表示为为混沌调频扩频码中的第n个码片。

CPM和CFM扩频序列是未经量化的复指数序列，不仅可用数量多，相关性号，而且克服了传统为随机序列的周期性和二值性的缺点，具有更强的保密性。

步骤二：发射端将输入信息按照(1+K1+K2)bit进行串并转换，对每1+K1+K2比特的第1位进行BPSK映射得到BPSK符号d0(t)，利用混沌调相扩频码c0(t)＝P⁰对d0(t)进行扩频调制，将调制信号用于同相支路，其中P⁰为混沌调相扩频序列集合中的第1个扩频码；对第2至K1+1位进行M元映射，得到M1进制数据d1(t)，选择混沌调相扩频序列集合中的第d1(t)+2个扩频码作为输出，用于正交支路的扩频信号；对第K1+2至K1+K2+1位进行M元映射，得到M2进制数据d2(t)，选择混沌调频扩频序列集合中的第d2(t)+1个扩频码作为输出；其中d1(t)和d2(t)分别为M元混沌调相扩频和混沌调频所携带的信息；d1(t)取值为{0,1,…M1-1}，d2(t)取值为{0,1,…M2-1}；

M1＝log2M (5)

同理对于CFM序列，从K组CFM序列中，映射得到对应的CFM序列，因此每个混沌调频信号携带M2比特信息：

M2＝log2K (6)

步骤三：将步骤二中生成的c0(t)调制在同相支路上，c1(t)调制在正交支路上，c2(t)则调制在频率为f0的载波上，得到调制后的CHSS时域信号，表达如下：

其中d0(t)代表BPSK调制所携带的信息，d0(t)取值为+1或-1。表示取实部，T为一个符号的长度：

T＝NTc (8)

其中，N为扩频码长度，则每个码片的长度Tc为：

其中，B为信号带宽；

步骤四：接收端接收到CHSS信号后对其进行时频同步，如图2所示：

4.1接收端以一个频域搜索步长的多普勒因子生成对应频率的本地正交复载波，同时以一个时域搜索步长的移位生成对应相位的CPM扩频码。将上述本地正交复载波乘以该CPM扩频码，接收信号与上述乘积相乘，乘积通过一个低通滤波器滤去倍频分量，如下式所示：

其中γ(t)是白噪声部分的结果，RBPSK对应BPSK信号的处理结果，IM和ICFM分别为M元调制和混沌调频调制部分的结果。

取η(t)的能量值作为本次搜索的输出。

4.2保持频域搜索的多普勒因子不变，以上述时域搜索步长更新CPM扩频码的相位，在搜索范围内重复4.1，求出各次时域搜索结果的最大值作为搜索结果。

4.3以上述频域搜索步长更新对应多普勒因子的本地正交复载波，在搜索范围内重复4.1-4.2的过程，求出各次时域搜索结果的最大值，并计算该次搜索对应的载波频率和扩频码相位，进而得到时频同步点，完成时频二维同步。

步骤五：通过时频同步获得载波频率和码元相位后，利用时域重采样算法对宽带信号进行频偏补偿，同时对码元相位进行相应补偿，对BPSK支路采用相干解调算法解调；

步骤六：对于M元CPM和CFM扩频采用非相干最大似然解调算法，图3所示为CFM扩频的非相干最大似然解调框图，经过时频同步后的接收信号分别与本地生成的正交复载波和M元混沌调频扩频码扩频序列集中的CFM扩频码相乘，求得乘积的能量，并选取最大值对应的CFM扩频码在扩频序列集中的位置作为最大似然解调的输出结果；

步骤七：对BPSK之路的解调结果进行Gray映射并判决，对M元CPM和CFM支路的解调结果进行M元映射并判决，将三路解调信息进行并串转换得到最终的解调信息。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。