一种正交多载波M元混沌调相扩频水声通信方法与流程

本发明涉及水声通信技术领域，具体涉及一种正交多载波M元混沌调相扩频水声通信方法。

背景技术：

水声信道是一个带宽有限、多途干扰复杂、背景噪声严重的时变、空变和频变的信道，信道的复杂性严重限制了水声通信的通信性能。扩频通信由于扩频增益的存在，具有良好的抗噪声和抗多径干扰特性，被广泛应用于远程水声通信领域。然而由于受到水声信道带宽的限制，扩频通信通信速率较低，往往只能满足每秒几十个比特甚至几个比特的传输速率，因此实用性受到较大限制。

利用组合扩频通信方式，数据率得以进一步提高，然而相互叠加的扩频码之间难以保证完全正交，因此存在通道间相互干扰，降低了系统的误码率性能；利用双正交通道的循环移位键控扩频通信方式，将信息调制在码元相位上，利用码元相位的大小表示信息，一方面进一步提高了带宽利用率，另一方面通过正交通道解决了通道间干扰的问题；利用正交多载波扩频(Orthogonal Multi-carrier Spread Spectrum，OMCSS)方式，将扩频后的信号同时调制在多个正交子载波上，并结合循环移位键控和M元扩频调制，进一步提高了通信速率。然而上述时域扩频方案对于扩频通信效率提升有限，且在信道结构复杂的水声条件下，通信性能受到限制。此外上述传统的扩频调制采用的伪随机(Pseudo-Noise,PN)序列具有明显的周期性和二值性等特征，一旦信号被截获，码片速率和码周期等相应特征容易被敌方提取和利用，导致信息泄露，不具有保密特性。

技术实现要素：

本发明的目的在于，为解决上述现有技术的不足，进一步提高水声扩频通信的通信速率，同时提高扩频信号的保密性能，提供一种可靠性高、保密性好、通信效率高的水声通信方法。

为达到上述目的，本发明提供了一种正交多载波M元混沌调相扩频水声通信方法，所述方法包含：

步骤1)发射端将信源发出的输入信息序列按照每(a+2)bit一组进行顺序串并转换，得到K组长度为a+2的信息序列，并将其分别送入K个分组器中，每个分组器分别对前a位进行M元混沌调相扩频映射，得到一个混沌调相扩频码，对后2位进行QPSK调制后再利用得到的混沌调相扩频码进行扩频调制得到基带信号，然后将K组基带信号分别映射到OFDM符号的子载波上进行OFDM调制，得到待发射的数字信号，最后将待发射的数字信号转换为水声信号并进行发射；

步骤2)接收端将收到的水声信号转换为数字信号，采用OFDM符号中一段混沌调相扩频信号作为导频信号，利用混沌调相扩频码的扩频增益，对数字信号进行时频二维搜索完成时频同步；然后对完成时频同步后的信号进行OFDM解调得到K组基带信号，分别输入K个组合器完成解扩和QPSK解调，得到二进制序列。

作为上述方法的一种改进，所述步骤1)具体包括：

步骤1-1)利用Quadratic映射得到原始混沌序列，由此生成M个用于调制信息序列的扩频码和一个用于时频同步的导频序列，扩频长度分别为N和D；将生成的M个扩频码组成一个混沌调相扩频序列集{c1,c2,...,cM}；

步骤1-2)发射端将信源发出的输入信息序列按照每(a+2)bit一组进行顺序串并转换，得到K组长度为a+2的信息序列，并将其分别送入K个分组器中；

步骤1-3)每个分组器对输入的(a+2)bit信息进行分段处理，将其中前a位进行M元映射，剩余的2位信息进行QPSK映射；则第k个分组器得到M元映射后的M进制数据xk，选择混沌调相扩频序列集合中M个扩频序列中的第xk个扩频码作为输出，得到对应的扩频码QPSK映射后得到d(k)，并利用扩频码对d(k)扩频调制后得到与第k个分组器对应的基带信号b(n)：

其中n＝0,1...,KN,q＝n-kN，k＝1,…K，代表扩频码的第q个码片；

步骤1-4)每个分组器输出一个长度为N的基带信号，将K组基带信号与导频序列一一映射到OFDM符号的L个子载波上，得到总基带信号，对总基带信号进行IFFT变换，得到时域信号S(t)为：

其中，fn为每个子载波的频率，T为一个OFDM符号的时间长度，Tg为循环前缀的时间长度，T′＝T+Tg；完整的M元CPM扩频OFDM信号表示为：

其中，b(n,i)是第i个符号中的第n个子载波上调制的数据，g(t)为每个符号的脉冲波形，表示为：

作为上述方法的一种改进，所述步骤1-1)具体包括：

步骤1-1-1)利用Quadratic映射得到原始混沌码，映射方程表示为：

y(m+1)＝P-Qy²(m)

其中，当3/4＜PQ＜2时，原始混沌码y(m)∈(-2/Q,2/Q)，Q＝4,P＝1/4，y(0)∈(-0.5,0.5)，y(m)∈(-0.5,0.5)，m为正整数；

步骤1-1-2)将未经二值量化的y(m)调制在复指数上，生成混沌调相扩频码c，c包含N个码片，其中第q个码片为：

c(q)＝exp{j2πy(q)},q＝0,1...N-1

步骤1-1-3)选择M个相互正交的混沌调相扩频码组成M元混沌调相扩频码序列集合{c1,c2,...,cM}；

步骤1-1-4)利用原始混沌序列y(m)生成一段固定的混沌调相扩频码，扩频码长度为D，将该扩频码作为导频序列。

作为上述方法的一种改进，所述步骤1-2)中的a为：

作为上述方法的一种改进，所述步骤1-2)中的K的大小由混沌调相扩频码的长度N和一个多载波M元混沌调相扩频符号S的子载波个数L决定，其关系满足：

K×N+D≤L。

作为上述方法的一种改进，所述步骤2)具体包括：

步骤2-1)接收端对接收到的OFDM信号进行时频同步；

步骤2-2)对同步后的信号r(t)在时间段[iT′,iT′+T]内做傅里叶变换，由式(7)得到输出的第i个符号中第n个子载波上的信号为：

其中，为同步误差导致的相位偏差；

步骤2-3)对分布在不同子载波上的扩频信号进行频域上的M元相关解扩；

假设第i个OFDM符号中的第k个待解扩的扩频信号在子载波上的位置为γ＝[0 1 … N-1]，则相关解扩的过程为：

其中，rni代表按照第k个扩频信号在子载波中位置对第i个OFDM符号进行子载波抽取后的基带信号，cp代表M元混沌调相扩频序列集中的第p个扩频码，表示取共轭操作,为rni与cp解扩后得到的结果；根据可以得到M进制的数据xk的估计值：

对M进制的进行逆映射得到对应的a个比特信息；

步骤2-4)令对进行QPSK逆映射即可解调得出后2个比特信息；

步骤2-5)将步骤2-3)和步骤2-4)中得到的a比特和2比特信息输入第k个组合器进行组合得到第k组信息序列；

步骤2-6)重复步骤2-5)解调得到全部K组信息序列，并将这K组信息序列进行并串转换得到最终的解调信息序列。

作为上述方法的一种改进，所述步骤2-1)具体包括：

步骤2-1-1)以一个时域搜索步长的时延截取待同步的OFDM符号，根据频域变采样算法对时域OFDM符号进行高分辨的FFT变换，得到各个子载波受多普勒干扰后搬移的频谱；

步骤2-1-2)以一个频域搜索步长的多普勒因子计算导频信号的子载波位置，并根据得到的位置对上述频谱进行就近抽取，得到与导频信号对应的基带信号；

步骤2-1-3)将上述基带信号与接收端本地生成的用于时频同步的混沌调相扩频码进行频域扩频解扩，求出解扩结果的能量值作为本次频域搜索的结果；

步骤2-1-4)以上述频域搜索步长更新频域搜索的多普勒因子，在搜索范围内按照步骤2-1-2)至步骤2-1-3)的过程迭代搜索，求出各次频域搜索结果的最大值作为本次时域搜索的结果；

步骤2-1-5)以上述时域搜索步长更新时延，在搜索范围内按照步骤2-1-1)至步骤2-1-4)的过程迭代搜索，求出各次时域搜索结果的最大值，并计算该次搜索对应的多普勒因子和时延作为最终的输出，获取信号解调需要的多普勒估计值和OFDM符号的时域同步点。

本发明的优点在于：

1、本发明的方法以CPM序列作为频域扩频码，并结合正交多载波技术获得更高的通信速率，在M元扩频上叠加QPSK调制进一步提高了频带利用率；去除CP保护后系统性能也不会明显下降，在不影响可靠性的同时进一步提高了通信效率；此外，CPM序列充分利用了混沌序列的优良相关特性，克服了常规PN序列互相关不佳的缺点，同时具有生成简单，数量巨大的特点；

2、本发明的方法结合频域M元扩频和正交多载波技术，并引入CPM序列提出一种新的正交多载波M元混沌调相扩频水声通信方式，在保证通信误码性能的同时极大的提高了通信速率，并可适用于保密水声通信。

附图说明

图1为本发明的正交多载波M元混沌调相扩频水声通信方法流程图；

图2为本发明的正交多载波M元混沌调相扩频水声通信时频同步实现示意图。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本发明提供的一种正交多载波M元混沌调相扩频水声通信方法(M-ary Chaotic Phase Modulation Orthogonal Multi-carrier Spread Spectrum，M-ary CPM-OMCSS)做进一步阐释。

本发明提供的正交多载波M元混沌调相扩频水声通信方法流程图，如图1所示，具体描述如下：

步骤一：利用Quadratic映射得到原始混沌码，映射方程表示为：

y(m+1)＝P-Qy²(m) (1)

其中，当3/4＜PQ＜2时，原始混沌码y(m)∈(-2/Q,2/Q)，Q＝4,P＝1/4，y(0)∈(-0.5,0.5)，y(m)∈(-0.5,0.5)，m为正整数；

将未经二值量化的y(m)调制在复指数上，生成混沌调相扩频码c，c包含N个码片，其中第q个码片为：

c(q)＝exp{j2πy(q)},q＝0,1...N-1 (2)

选择M个相互正交的混沌调相扩频码组成M元混沌调相扩频码序列集合{c1,c2,...,cM}；

步骤二：利用原始混沌码y(m)生成一段固定的混沌调相扩频码，扩频码长度为D，将该扩频码作为导频序列。

步骤三：通信发射端将输入信息序列按照每a+2bit一组进行顺序串并转换，得到K组长度为a+2的信息序列，并将其分别送入K个分组器中，如图1所示。其中K的大小由混沌调相扩频码的长度N和一个多载波M元混沌调相扩频符号S的子载波个数L决定，其关系满足：

K×N+D≤L。

每个分组器对输入的(a+2)bit信息进行分段处理，将其中前a位进行M元映射，剩余的2位信息进行QPSK映射；则第k个分组器得到M元映射后的M进制数据xk，选择混沌调相扩频序列集合中M个扩频序列中的第xk个扩频码作为输出，得到对应的扩频码其中每个扩频码的选取方式有M种，因此对应的a的值为：

式中代表向下取整数操作。

QPSK映射后得到d(k)，并利用扩频码对d(k)扩频调制后得到与第k个分组器对应的基带信号b(n)：

其中n＝0,1...,KN,q＝n-kN，k＝1,…K，代表扩频码的第q个码片；

步骤四：上述每个分组器对应一个长度为N的基带信号，将K组基带信号与导频序列一一映射到OFDM符号的L个子载波上，得到总长度为K×N+D的总基带信号，对总基带信号做IFFT变换进行，可得到时域信号S(t)为：

其中，fn为每个子载波的频率，T为一个OFDM符号的时间长度，Tg为循环前缀的时间长度，T′＝T+Tg；从而完整的M元CPM扩频OFDM信号可以表示为：

其中，b(n,i)是第i个符号中的第n个子载波上调制的数据，g(t)为每个符号的脉冲波形，定义为：

步骤五：接收端接收到信号后对其进行时频同步，如图2所示，所述时域同步包括：

步骤5-1)以一个时域搜索步长的时延截取待同步的OFDM符号，根据频域变采样算法对时域OFDM符号进行高分辨的FFT变换，得到各个子载波受多普勒干扰后搬移的频谱；

步骤5-2)以一个频域搜索步长的多普勒因子计算导频信号的子载波位置，并根据得到的位置对上述频谱进行就近抽取，得到与导频信号对应的基带信号；

步骤5-3)将上述基带信号与接收端本地生成的用于时频同步的混沌调相扩频码进行频域扩频解扩，求出解扩结果的能量值作为本次频域搜索的结果；

步骤5-4)以上述频域搜索步长更新频域搜索的多普勒因子，在搜索范围内按照步骤5-2)至步骤5-3)的过程迭代搜索，求出各次频域搜索结果的最大值作为本次时域搜索的结果；

步骤5-5)以上述时域搜索步长更新时延，在搜索范围内按照步骤5-1)至步骤5-4)的过程迭代搜索，求出各次时域搜索结果的最大值，并计算该次搜索对应的多普勒因子和时延作为最终的输出，获取信号解调需要的多普勒估计值和OFDM符号的时域同步点。

对同步后的信号在时间段[iT′,iT′+T]内对接收信号做傅里叶变换，由式(7)得到输出的第i个符号中第n个子载波上的信号为：

其中，r(t)为同步后的接收信号，为同步误差导致的相位偏差。

步骤六：对分布在不同子载波上的扩频信号进行频域上的M元相关解扩；

假设第i个OFDM符号中的第k个待解扩的扩频信号在子载波上的位置为γ＝[0 1 … N-1]，则相关解扩的过程为：

其中，rni代表按照第k个扩频信号在子载波中位置对第i个OFDM符号进行子载波抽取后的基带信号，cp代表M元CPM序列集中的第p个扩频码，表示取共轭操作,为rni与cp解扩后得到的结果；根据可以得到M进制的数据xk的估计值：

对M进制的进行逆映射得到对应的a个比特信息；

步骤七：通过步骤六的频域解扩很大程度上提高了基带信号的信干噪比，利于对QPSK调制信息d(k)的恢复，

对进行QPSK逆映射即可解调得出后2个比特信息。

步骤八：将步骤六和步骤七中得到的a比特和2比特信息输入第k个组合器进行组合得到第k组信息序列。

步骤九：重复步骤八解调得到全部K组信息序列，并将这K组信息序列进行并串转换得到最终的解调信息序列。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。