本发明属于无线通信技术领域，涉及一种基于格雷序列的信噪比估计方法。
背景技术：
信噪比信息在无线通信系统中非常重要，信噪比的精确估计对保证无线通信系统逼近理想性能具有非常重要的意义。如码分多址系统利用信噪比信息进行各链路的功率分配；自适应调制系统根据信噪比来选择调制方式或编码速率；在块传输(ofdm和sc-fde)系统的mmse均衡中，也需要根据精确的信噪比信息设计相应的频域均衡器，以提高系统性能。
遗憾的是在实际的通信系统中，接收到的信噪比信息都是未知的，要获得信噪比信息就必须从接收到的信号中估计出信噪比值。信噪比估计方法主要可以分为两大类：一类是盲估计的方法，如二阶四阶矩方法，符号自相关法等；另一类是基于导频的数据辅助方法等。但是盲估计方法算法复杂，收敛速度慢，而数据辅助方法只需要较少的数据就可以得到比较精确的估计，但是基于导频的数据辅助方法易受信道频率选择性的影响，在频率选择性信道下性能较差。针对上述方法的缺点，本文根据802.11ad标准中的帧格式，提出了一种改进的信噪比估计方法，该方法不需要对帧结构进行修改，可以直接用帧结构中的信道估计序列cef进行信噪比估计，降低了系统成本；同时还具有计算量小，准确性高，可用于实际系统进行信噪比估计的优点。
技术实现要素：
本发明的目的是针对上述问题，提出一种基于格雷序列的信噪比估计方法。互补的格雷序列，它们的自相关函数的和函数是一个狄拉克德尔塔函数，利用该性质可以通过信道估计序列估计出信道的时域冲激响应，从而便于计算出实际系统中的信噪比。利用互补格雷序列的性质进行信噪比估计的方法，极大的简化的传统估计信噪比方法的复杂度。具体来说，发送机发送包含互补格雷序列的信道估计序列cef，在接收端分别与本地的互补格雷序列进行相关相加，得到一组新的序列。在时域上分离该序列得到对应的只含噪声序列和含噪声的信道估计序列，最后分别对这两段序列进行功率计算，再进行合适的比例缩放后，得到实际系统中的信噪比。
为了方便理解，首先介绍本发明使用的互补格雷序列信号性质。
定义总长度为n的互补格雷序列a和b满足以下性质：
其中ra(u)和rb(u)分别为格雷序列a和b的自相关函数。
本发明的技术方案为：
s1、发送机发送一对格雷序列a，b，通过多径信道和加性高斯白噪声，得到接收序列分别为：
其中，v1(n)和v2(n)是噪声功率相同的加性白噪声；该互补格雷序列可以同时分开发送，也可以并在一起构成信道估计序列cef进行发送。
s2、进行信道估计：
利用本地格雷序列a和b分别对接收序列ain和bin进行相关运算，将其相关运算结果相加，得到信道估计序列h2(n)，此时信道估计序列的长度是格雷序列a长度的两倍；
s3、进行噪声功率计算：
计算信道估计序列的前半部分的平均功率，该平均功率为噪声功率；即在时域上分离该序列，得到对应的只含噪声序列部分和含噪声的信道估计序列部分；
s4、进行信号功率的计算：
由于噪声是平稳噪声，所以序列前半部分的噪声功率等于序列后半部分的噪声功率，将信道估计序列的后半部分总能量减去后半部分序列噪声总能量，获得无噪时信道的总能量，根据估计到无噪时信道的总能量和发送信号功率的正相关关系，得到信号的功率；设只含噪声序列的长度为n1，得到噪声平均功率；对含噪声的信道估计序列进行功率计算，得到总信号功率pa，则此时信号功率为ps＝pa-n2pn，其中n2为含噪声的信道估计序列长度；
s5、计算出信噪比：
将估计出的信号功率与估计出的噪声功率进行除法运算，得到信噪比；
计算信噪比snr＝α×ps/pn。其中α是缩放系数，具体的值与格雷序列长度及进行加法运算的数量有关。
s6、对信噪比进行修正：
由于和格雷序列进行相关运算提升了信噪比，且提升信噪比的倍数与格雷序列的长度相关，所以对估计出的信噪比进行缩放，得到修正后的信噪比。
本发明的有益效果为，本方法不需要对帧结构进行修改，可以直接用帧结构中的信道估计序列cef进行信噪比估计，降低了系统成本；同时还具有计算量小，准确性高，可用于实际系统进行信噪比估计的优点。
附图说明
图1为本发明的利用互补格雷序列对计算噪声功率的框图；
图2为无噪单径信道下互补格雷序列对相关和的结果；
图3为snr＝10db的单径信道下互补格雷序列对相关和的结果；
图4为无噪多径信道下互补格雷序列对相关和的结果；
图5为snr＝18db的多径信道下互补格雷序列对相关和的结果。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明。
如图1所示，为典型的利用互补格雷序列对进行信噪比估计的框图。主要结构为格雷序列相关器和序列分离器部分。其中α，β都是常系数，其值大小跟具体的格雷序列对选择有关。假设选择的格雷序列对为ga128与gb128，则该系统的信号处理流程为：
发送端：在相同的信道环境下，分别发送ga128和gb128格雷序列。利用互补格雷序列对的性质，该序列能估计到的最大信道符号长度为128个符号。
接收端：将接收到的含噪格雷序列对分别与本地的格雷序列ga128和gb128进行相关运算，然后将这两个相关后的序列进行相加，得到一个新的256长度的序列y(n)。
假设经过的信道是单径awgn信道，则在无噪声情况下，得到的新的256长度的序列，前128个符号点都是零点。在信噪比snr＝10db时，此时y(n)的前128个点都是噪声。
假设经过的信道是多径信道，且多径信道长度小于64个符号长度，则在无噪声情况下，左边方框中的64个符号点仍是零点，右边方框中的64个符号点是我们估计到的信道值。在信噪比snr＝18db时，左边方框中的64个符号点都是噪声，右边方框的64个符号点是估计到的加噪声的信道值。
将长度为256的序列y(n)分割成两部分，一部分取y(n)中64个符号到128个符号的部分，记为y1，另一部分取y(n)中的129个符号到192部分，记为y2。
计算序列y1的总能量p1，从而噪声的平均功率为pn＝p1/64。
计算序列y2的总能量p2，从而估计到的无噪信道能量为ph＝p2-αp1，其中α表示选取分割成两部分序列长度的比例。
由于估计出的无噪信道能量与发送信号的平均功率是一一对应的，此时信号平均功率为psignal＝ph。
估计到的snr计算为
而噪声平均功率，做一次ga128相关(相当于128次加法)，则平均高斯噪声变为原来的128倍，所以噪声功率相当于增加了