时分双工模式下的MIMO系统互易性校准方法与流程

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种时分双工模式下的mimo系统互易性校准方法。

背景技术：

mimo(多输入多输出)技术具有分集和复用增益、更高的速率和可靠度等优越性能，可以同时提高功率效率和频率效率。如果尺寸和空间允许的话，在发射机和接收机上部署多个天线可以大大提高系统性能。

在下行链路中，一个使用mimo技术的基本挑战是获取精确的下行信道状态信息。因此，具有上下行信道互易性的时分双工(timedivisionduplexing，tdd)通信模式得到了很大的关注，因为基站可以从上行信道估计得到下行信道状态信息。

然而，基站数字基带处理器得到的信道不仅包括空中信道，还有rf前端(包括从dac一直到发射天线的硬件，还有对应的接收天线一直到adc的接收端部分)。功率放大器、低噪放大器、天线间不同的电缆长度、不理想的时钟同步、双工器响应等多种不理想性都会导致收发两端rf电路增益的不对称。所以，从数字基带处理器的角度来说上下行信道并不互易。如果不考虑这些，这些硬件导致的不对称将会导致不准确的下行信道信息估计，以此进行下行波束赋形可能会导致严重的性能损失。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种时分双工模式下的mimo系统互易性校准方法，可以补偿rf增益失配带来的通信系统性能损失。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种时分双工模式下的mimo系统互易性校准方法，包括：

获取mimo系统的基站端rf增益，建立互易性不匹配的上行和下行信道模型；

根据所述互易性不匹配的上行和下行信道模型，确定系统的可达和速率，建立以最大化可达和速率为目标的非凸优化函数；

通过将非凸优化函数由矩阵形式转换为标量形式，确定所述可达和速率最大时对应的最优校准矩阵中的对角元素相位值和非对角元素值的表达式；

将确定的对角元素相位值和非对角元素值的表达式带入所述非凸优化函数，将非凸性优化函数转化为伪凹优化函数；

通过最大化所述伪凹优化函数的最优解确定对角元素幅度值，从而得到最优校准矩阵，进而校准mimo系统基站端的rf增益。

由上述本发明提供的技术方案可以看出，根据最优解校准基站端下行天线rf通道，可以实现提高通信系统性能的目的。并且，上述方案仅需要基站端rf增益，可根据获取rf增益的绝对值或相对值调节校准矩阵的设计，特别适用于大规模多用户多天线系统。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。

图1为本发明实施例提供的一种时分双工模式下的mimo系统互易性校准方法的流程图；

图2为本发明实施例提供的第一种校准mimo系统基站端的rf增益的流程图；

图3为本发明实施例提供的第二种校准mimo系统基站端的rf增益的流程图；

图4为本发明实施例提供的系统和速率随用户平均信噪比变化的曲线图；

图5为本发明实施例提供的系统和速率随基站天线数变化的曲线图。

具体实施方式

下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

本发明实施例提供一种时分双工模式下的mimo系统互易性校准方法，其主要应用于最大比传输预编码的大规模mimo系统rf增益不匹配情况如图1所示，其主要包括如下步骤：

步骤1、获取mimo系统的基站端rf增益，建立互易性不匹配的上行和下行信道模型。

步骤2、根据所述互易性不匹配的上行和下行信道模型，确定系统的可达和速率，建立以最大化可达和速率为目标的非凸优化函数。

步骤3、通过将非凸优化函数由矩阵形式转换为标量形式，确定所述可达和速率最大时对应的最优校准矩阵中的对角元素相位值和非对角元素值的表达式。

步骤4、将确定的对角元素相位值和非对角元素值的表达式带入所述非凸优化函数，将非凸性优化函数转化为伪凹优化函数。

步骤5、通过最大化所述伪凹优化函数的最优解确定对角元素幅度值，从而得到最优校准矩阵，进而校准mimo系统基站端的rf增益。

根据上述方案校准基站端下行天线rf通道，可以补偿rf增益失配带来的通信系统性能损失。并且，上述方案仅需要基站端rf增益，可根据获取rf增益为绝对值或相对值调节校准矩阵的设计，特别适用于大规模多用户多天线系统。

为了便于理解，下面对本发明具体实现过程做详细的介绍。

本发明实施例中，以单小区的情景为例，假设系统下行时基站发送侧共有m根天线，服务k个单天线用户，且系统操作在tdd模式下；主要过程如下：

1、建立互易性不匹配的上行和下行信道模型。

本发明实施例提供的基于最大比传输预编码的互易性校准方法，根据获取的mimo系统的基站端的接收和发送rf增益，建立互易性不匹配的上行和下行信道模型。

对于用户k，其上行信道传输向量hul,k与下行信道传输向量hdl,k分别为：

上式中，hk为用户k与基站之间的空中瑞利信道，元素服从均值为0、方差为1的复高斯变量，对角矩阵与分别为发送侧天线的发送与接收rf增益对角矩阵，其中tm和rm分别表示发送侧第m根天线连接的接收与发射rf链路增益，与分别表示用户k的发送与接收rf增益标量。

通过自校准估计，基站能够得到发送侧的rf增益，在自校准估计时忽略用户侧的rf增益，即对于任意用户k，假设由上下行rf增益的不匹配可知，hul,k≠hdl,k，即上下行信道不互易。

在本发明实施例中，建立了互易性不匹配信道的上行和下行信道模型，为后续确定系统的可达和速率提供了技术上的支持。

2、确定系统的可达和速率，建立以最大化可达和速率为目标的非凸优化函数。

本发明实施例中，所述根据所述互易性不匹配的上行和下行信道模型，确定系统的可达和速率。

根据所述互易性不匹配的上行和下行信道模型，通过功率约束条件，确定最大比传输预编码的归一化系数；

根据所述最大比传输预编码的归一化系数，确定系统的可达和速率。

本发明实施例中，通过互易性不匹配的上行和下行信道模型，确定系统的可达和速率，建立以最大化可达和速率为目标的非凸优化函数，为确定可达和速率最大时对应的最优校准矩阵设计提供了技术上的支持。

主要过程如下：

假设下行预编码采用最大比传输预编码的方式，则用户k接收到的信号yk为：

上式中，ρ表示下行每用户平均信噪比，hdl,k为用户k的下行信道传输向量，xq表示发送给用户q的随机信息符号，nk表示用户k接收到的均值为0、方差为1的加性高斯白噪声向量，上标t为转置符号；wq为用户q的波束赋形向量，表示为其中，c为待设计的校准矩阵；

需要说明的是，在本发明实施例中，假设各用户与所述基站间保持理想同步，各用户之间保持理想同步，不同用户的发送信号相互独立。一般情况下，会将一个上行传输周期离散化为tc个符号时隙，且互易的上下行空中信道在这tc个符号时隙内保持不变。另外，用户的发送信号取自于独立的随机码本。在本发明的一个优选实施例中，用户k的发送信号均取自于独立的随机高斯码本集，也即其中表示均值为0、方差为1的循环对称复高斯分布。

定义所有用户的上行信道矩阵hul＝[hul,1,hul,2,…,hul,k]，其中hul,k为用户k的上行信道传输向量，k＝1,2,...,k；

为了满足最大比传输预编码前后发射信号功率相等的要求，根据归一化公式确定最大比传输预编码的归一化系数：

上述式子中，表示期望，上标*为共轭符号，tr(.)表示矩阵的迹；||·||f表示frobenius范数；

通过香农公式，确定系统和速率

上式中，为用户k的信号干扰噪声比，hdl,k为用户k的下行信道传输向量，wk为用户k的波束赋形向量；

通过转换公式将系统和速率转换为系统可达和速率r：

上式中，var(·)表示方差；r与t分别为基站发送侧天线的发送与接收rf增益对角矩阵，c为待设计的校准矩阵。

本发明实施例中，对于系统和速率与系统可达和速率，满足如下关系：

根据系统的可达和速率，建立以最大化可达和速率为目标的非凸优化函数，表示为：

其中，c^opt为最优校准矩阵。

3、确定所述可达和速率最大时对应的最优校准矩阵中的对角元素相位值和非对角元素值的表达式。

本发明实施例中，通过将非凸优化函数由矩阵形式转换为标量形式，确定所述可达和速率最大时对应的最优校准矩阵中的对角元素相位值和非对角元素值的表达式。

首先，将待设计的校准矩阵c由矩阵形式转换为标量形式，且根据对数函数的单调性，得到非凸优化函数的等价标量表示：

其中，ci,j为待设计的校准矩阵c中行列号分别为i与j非对角元素，ci,i为待设计的校准矩阵c中的行列号均为i的对角元素，待设计的校准矩阵c中行列的总数均为m；此处的ti、rj与之前的tm、rm含义一样，区别仅在于序号不同，即此处ti、rj分别表示发送侧第i根天线连接的接收rf链路增益、第j根天线连接的发送rf链路增益，*为共轭符号。

观察到c的非对角元素对分子没有影响而会增大分母的数值，非对角元素的相位只影响分子而与分母无关。因此，最大化原优化问题等价于令非对角元素取零，令其中|ci,j|表示ci,j的幅值，∠ci,j表示ci,j的相位；

令对角元素ci,i与同相，得到对角元素相位值和非对角元素值表达式如下：

上式中，θ可为任意常数，ki为任意整数。

在本发明实施例中，确定可达和速率最大值时对应的最优校准矩阵中的对角元素相位值和非对角元素值的表达式，为确定可达和速率最大时对应的最优校准矩阵表达式提供了技术上的支持。

4、将非凸性优化函数转化为伪凹优化函数。

本发明实施例中，将确定的对角元素相位值和非对角元素值的表达式带入所述非凸优化函数，从而将非凸性优化函数转化为伪凹优化函数：

上式即为关于对角元素幅度值|ci,i|的伪凹优化函数。

5、确定最优校准矩阵的对角元素幅度值，从而得到最优校准矩阵，进而校准mimo系统基站端的rf增益。

1)确定最优校准矩阵的对角元素幅度值。

本发明实施例中，提供a、b两种计算方式：

方式a、在系统和速率最大时，确定伪凹优化函数的最优解，包括：

步骤a，令f(λ)＝max{f(φ)-λg(φ)}；设定参数λ的初值为λ0＝0，参数φ的初始值为φ0；其中，为φ中的第i个元素，为定义符号，例如表示，定义φ为[|c1,1|²,|c2,2|²,…,|cm,m|²]^t；

步骤b，计算φn＝argmax{f(φ)-λng(φ)}，f(λn)＝f(φn)-λng(φn)，n＝n+1，n表示迭代次数；

步骤c，若满足停止条件，则最优解为φn。否则，回到步骤b，直至满足停止条件；其中，φn为具有m个元素的列向量，对φn中的每个元素开平方则得到最优校准矩阵中m个对角元素的幅度值

本发明实施例中的停止条件为符合本发明实施例的任意条件，包括但不限于：达到指定的迭代步数或满足收敛条件f(λn)≤ε，其中ε＞0为容许误差。

方式b、在所述伪凹优化函数的基础上，令利用变量代换其中im为m×m的单位阵；

则伪凹优化函数重新表示为：

利用rayleigh-ritz比，求得最优解其中η为任意标量；

通过变量还原，得到最优校准矩阵对角元素幅度值：

同样的，代表最优校准矩阵中m个对角元素的幅度值。

本发明实施例给出a～b两种计算方式，在计算时，可以采用其中任一种来计算最优校准矩阵中m个对角元素的幅度值；其中的方式b是闭式解，而方式a是基于迭代的数值算法，可以认为方式b优于方式a。

2)得到最优校准矩阵。

通过上述方式a或者方式b，可以得到最优校准矩阵中m个对角元素的幅度值结合之前步骤3中计算的对角元素相位值和非对角元素值则可以得到最优校准矩阵c^opt：

上式中，diag表示对角矩阵；

另一方面，由于方式b获得的最优校准矩阵中m个对角元素的幅度值有闭式解，即因此，可以将最优校准矩阵c^opt进一步表示为闭式表示形式：

上式中，r^-*为矩阵r的逆矩阵r^-1的共轭形式。

本发明实施例上述方式b，根据mimo系统的基站的rf增益的幅度和相位，通过变量代换确定最优校准矩阵的闭式解，无需迭代计算。该最优解能够使系统可达和速率最大，利用该最优解校准mimo系统基站端的rf增益，可以实现更加可靠的系统性能。

3)校准mimo系统基站端的rf增益。

本发明实施例中，提供两种校准方式：

第一种：如图2所示，如果使用方式a或者方式b确定最优校准矩阵的对角元素幅度值，进而得到最优校准矩阵，则首先，获取mimo系统的基站端rf增益的幅度和相位；然后，根据基站端rf增益的幅度和相位，结合最优校准矩阵，校准mimo系统基站端的rf增益。

第二种：如图3所示，如果使用方式b确定最优校准矩阵的对角元素幅度值，进而得到最优校准矩阵的闭式表示形式，则获取mimo系统的基站端相对应rf增益；然后，根据基站端信噪比大小，结合最优校准矩阵的闭式表示形式，校准mimo系统基站端的rf增益。

第二种校准方式主要实现过程为：将下行每用户平均信噪比ρ，与预先设定的阈值δ比较；

若ρ≤δ，则使用如下低信噪比近似表达式设计校准矩阵：

c^low＝ηt^*r^-*(ρ→0)；

否则，使用如下高信噪比近似表达式设计校准矩阵：

c^high＝ηt^-1r^-*(ρ→∞)。

第二种校准矩阵的选择准则为符合本发明实施例的任意条件，包括但不限于：达到指定的阈值δ或根据所述系统可达和速率表达式比较两种设计的可达和速率大小，选择可达和速率较大的方式。

需要说明的是，第二种校准方式近似等价于传统互易性校准方法。因此传统方法可看做本发明在极限信噪比下的一个特例。但是，在全信噪比范围内，本发明提出的最优校准矩阵方法在系统和速率上优于传统方法。

在本发明第二种实施例中，根据多输入多输出系统的基站的相对rf增益，计算最优校准矩阵的近似解，无需测量rf增益的绝对值。利用该近似解校准mimo系统基站端的rf增益，可以实现较为可靠的系统性能。

图4为本发明实施例的系统和速率随用户平均信噪比变化的曲线图。其中，基站端天线数m＝64，用户数k＝10，rf增益幅度满足方差为-5db的对数正态分布，相位满足[-0.1π,0.1π]的均匀分布。由图4可知，在整个仿真用户平均信噪比范围内，采用本发明所提供的方法设计最优校准矩阵对基站下行天线rf通道进行校准时，系统所获得的和速率性能好于不进行校准或者使用传统方法校准(即低信噪比近似)获得的和速率性能。随着信噪比的增加，使用本发明所提供的方法设计最优校准矩阵或者高信噪比下的近似校准矩阵相比传统方法的增加值也在不断变大。

图5为本发明实施例的系统和速率随基站天线数变化的曲线图，在用户平均信噪比ρ为-10db、0db、10db三种条件下(图5中这三种条件下的曲线，依次使用圆形“○”、倒三角形“▽”、棱形“◇”为曲线中的节点区分。)，给出了基站获得绝对rf增益和相对rf增益时，基站采用本发明实施例提供的基于最大比传输预编码的mimo互易性校准方法进行下行天线rf通道校准时系统和速率随基站天线数的变化图。其中，用户数k＝10，rf增益幅度满足方差为-5db的对数正态分布，相位满足[-0.1π,0.1π]的均匀分布。由图5可知，采用本发明实施例所提供的方法设计最优校准矩阵对下行发射天线rf通道进行校准时，系统所获得的和速率性能好于传统方法(即低信噪比近似)获得的和速率性能。另外，随着基站天线数的增加，使用本发明所提供的方法设计最优校准矩阵所获得的系统和速率增加值也在不断提高。在高信噪比下，使用高信噪比近似可实现与使用完美校准矩阵相近的性能。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到上述实施例可以通过软件实现，也可以借助软件加必要的通用硬件平台的方式来实现。基于这样的理解，上述实施例的技术方案可以以软件产品的形式体现出来，该软件产品可以存储在一个非易失性存储介质(可以是cd-rom，u盘，移动硬盘等)中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。