本发明涉及光通信领域，尤其涉及光发射机中iq调制器偏置控制方法。
背景技术
随着通信速率的不算提升，高阶调制格式如qpsk(quadraturephaseshiftkeying)、qam(quadratureamplitudemodulation)等由于具有更高的频谱效率，是目前和未来高速激光通信调制技术研究的重点。铌酸锂材料具有良好的光电特性，基于铌酸锂材料制成的mz调制器(mach-zenhdermodulator)具有良好的调制效果。iq调制器可以看作是由三个mz调制器组成的(如图1)，可以实现光信号的高阶调制。但是铌酸锂材料的光电特性容易受周围环境及自身结构缺陷的影响，导致其偏置点漂移，使输出的光信号恶化，严重影响通信效果。因此，需要对iq调制器的三个偏置点进行精确控制。
目前已有的iq调制器偏置控制方法大多是从mz调制器偏置控制方法中演变来的。对于单个的mz调制器，可以利用微扰信号法(导频法)或基于输出光信号统计特性(如光功率)的方法来实现偏置控制。
对于iq调制器或由多个mz调制器组成的调制系统，可以利用时分复用的方式对每个mz调制器分别进行偏置控制，但这样需要频繁的变换扰动信号的调制对象，或需要多个微扰信号发生器。利用两个频率不同的微扰信号去分别调制iq调制器的上下两路子mz调制器的方法同样需要两个微扰信号发生器，且由于微扰信号频率不同，会导致后续处理模块更复杂。利用两个同频正交微扰信号去分别调制上下两路子mz调制器的方法只需要一个微扰信号发生器，且不需要反复切换微扰信号的调制对象，系统实现更简单。目前的控制流程是先调节mzm1和mzm2的偏置电压使输出光功率最小，此时mzm1和mzm2的偏置点被控制在null点附近；然后利用输出信号的二次谐波分量控制mzm3的偏置点在最佳位置；最后利用输出信号的一次谐波分量进一步控制mzm1和mzm2的偏置点。
基于微扰信号的偏置控制方法，为了不影响调制信息的正确解调，加入的扰动信号的幅值比调制信号小很多。由于三次以上的谐波分量很弱，一般采用一次谐波、二次谐波或两者的比值来对某一个偏置点进行反馈控制。但是由于在最佳偏置点附近，所选取的参考量可能对偏置电压的漂移不敏感，因此仅依靠微扰信号的一次谐波分量、二次谐波分量和两者比值中的某一个参量并不能实现偏置点的精确控制。通过使输出光功率最小的方法只能应用于null偏置点的控制，对正交偏置点不适用。
技术实现要素：
本发明的目的在于针对上述背景技术中的不足提供一种结构简单、可以快速实现iq调制器偏置点精确控制的方法，该方法只需一个微扰信号发生器，可以实现iq调制器任意偏置点的精确控制。
本发明采用的技术方案为：
本发明提供的光发射机iq调制器偏置控制方法，其实现包括以下步骤：
(1)利用两个幅度可控、彼此正交的微扰信号分别调制iq调制器的上下两个子调制器mzm1和mzm2，分离出5％-10％的输出光信号并转化为电信号，将电信号进行离散采样并计算微扰信号的一次和二次谐波分量；
(2)调节mzm3的偏置电压使二次谐波分量为0，此时mzm3的偏置处于最佳；
(3)同步调节mzm1和mzm2的偏置电压使一次谐波分量最大或最小，同时将mzm1和mzm2的偏置点处于最佳点附近；
(4)将mzm2的微扰信号幅值减小为原来的一半，调节mzm1的偏置电压使二次谐波分量为0，则mzm1的偏置处于最佳；
(5)恢复mzm2微扰信号的幅值，调节mzm2的偏置电压使二次谐波分量为0，则mzm2偏置处于最佳。
其中，步骤(4)和步骤(5)中mzm2微扰信号的幅值是利用选通开关和衰减器控制的。
其中，对mzm3偏置电压进行控制时，mzm1和mzm2的偏置电压保持不变；对mzm1和mzm2的偏置电压进行控制时，mzm3的偏置电压保持不变。
其中，对mzm1和mzm2的偏置电压的初步控制是同步进行的，而对mzm1和mzm2偏置电压的精确控制是独立进行的。
和现有的技术相比，本发明的优势如下：
两个正交微扰信号是一个微扰信号发生器产生的，比需要多个微扰信号发生器的控制装置简单、更容易实现；两路微扰信号始终加在对应的调制器上，不需要时分复用或其他类似结构反复切换微扰信号的调制对象；同时利用微扰信号的一次谐波分量和二次谐波分量对偏置电压进行控制，提高了控制精度。
附图说明
图1是本发明提出的iq调制器偏置控制方法原理框图。
图2是本发明中采用的mzm推挽调制方式示意图。
图3是本发明中mz调制器传输函数示意图。
图4是本发明中正交偏置点在一次谐波和二次谐波曲线上的位置示意图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明的实施流程作详细描述。
原理图如图1所示；
分光器，从iq调制器输出的光信号中分出5％-10％的信号；
光电探测器，将分光器得到的光信号转化成电信号；
ad，对得到的电信号进行离散采样；
数据处理单元的谐波检测单元，计算微扰信号的一次和二次谐波分量；
数据处理单元的反馈控制单元，根据一次和二次谐波分量控制iq调制器偏置电压和微扰信号发生器的选通开关；
微扰信号发生器，产生低频的余弦信号，信号一分为二，一路通过相位延迟器变为正交信号，另一路由选通开关控制是否通过3db衰减器；
iq调制器上下两路的子调制器mzm1和mzm2一般采用推挽的工作方式(如图2)，即上下两路分别对两个正交信号实现强度调制，最终两路合成qpsk信号。
下面以iq调制器产生qpsk信号为例说明本发明的详细实施流程，其中mzm1和mzm2的最佳偏置点均选取为正交偏置点，如图3。
如图1所示，两路高速射频信号分别调制iq调制器的i路和q路，其中一路相对另一路移相90°后与另一路合并，最终输出qpsk调制信号。iq调制器的输出光功率为：
po＝ηpi·[cos2(δφi)+cos2(δφq)+2cos(δφi)·cos(δφq)·cos(2δφiq)](1)
其中η表示iq调制器的插入损耗，pi为输入光功率，δφi和δφq分别为iq调制器的上下两个子调制器mzm1和mzm2的单臂对通过光信号引入的相移大小，δφiq是mzm3单臂对iq两路光信号引入的相移大小，它们分别为
其中，vi和vq分别为iq调制器的两路射频调制信号，vdc1、vdc2和vdc3分别为mzm1、mzm2和mzm3的直流偏置电压。为了分析方便，上面假设了射频调制信号半波电压与直流偏置半波电压相同，均为vπ。
为了精确控制iq调制器的偏置点，分别在mzm1和mzm2的直流偏置端加入正弦和余弦微扰信号，分别为asin(ωt)和bcos(ωt)。其中a和b分别为微扰信号的幅值，ω为微扰信号的角频率。为了不影响iq调制器的正常工作，微扰信号的幅值和频率与射频调制信号相比均很小。
加入微扰信号后，iq调制器的输出光功率为
其中δφi′和δφq′分别为加入微扰信号后iq调制器的上下两个子mzm的单臂对通过光信号引入的相移大小，
δφi′＝δφi+δφiω(6)
δφq′＝δφq+δφqω(7)
其中，
其中
其中
考虑到三阶以上的分量相对很小，对式(8)-(11)只保留其二阶以下的谐波分量，则输出光功率可化简为
由式(12)可以看出，当mzm1和mzm2的偏置电压不变时，sin(2ωt)项只与mzm3的偏置电压有关。当mzm3处于理想偏置点时，sin(2ωt)项为0，因此可以利用sin(2ωt)项精确控制mzm3的偏置电压。
当mzm3的偏置点处于最佳时，输出光功率为
此时，设定两路正交微扰信号的幅值相同，即α＝β，则可以利用微扰信号的一次谐波分量同步调整mzm1和mzm2的偏置电压。如以null点为最佳偏置点时，应使输出信号中的一次谐波分量为0；以正交点为最佳偏置点时，应使输出信号中的一次谐波分量幅值最大。
当mzm1和mzm2的偏置电压接近最佳点时，由于一次谐波分量可能处于极值点附近，此时一次谐波分量对偏置电压的变化不敏感。而二次谐波分量恰好位于对偏置电压变化最敏感的区间，因此可以利用二次谐波分量进一步精确控制mzm1和mzm2的偏置电压，如图4所示。
下面以第一个正交偏置点为最佳偏置点为例详细描述该算法的控制流程：
⑴控制mzm3直流偏置电压处于较小的水平，检测sin(2ωt)谐波分量，若sin(2ωt)谐波分量的符号为负则将mzm1和mzm2的直流偏置电压减小为原来的一半，直至sin(2ωt)谐波分量符号为正，逐步增大mzm3的偏置电压，使sin(2ωt)谐波分量为0；
⑵检测sin(ωt)谐波分量和cos(ωt)谐波分量，若sin(ωt)谐波分量符号为正则将mzm1的偏置电压减小为原来的一半，若cos(ωt)谐波分量符号为正则将mzm2的偏置电压减小为原来的一半，逐步调节mzm1和mzm2的偏置电压，分别使sin(ωt)谐波分量和cos(ωt)谐波分量的幅值最大；
⑶将mzm2微扰信号幅值衰减为原来的一半，调节mzm1的偏置电压使cos(2ωt)谐波分量为0；
⑷将mzm2微扰信号幅值恢复为初始水平，调节mzm2的偏置电压使cos(2ωt)谐波分量为0；
至此，三个mzm的偏置点均为最佳。
在上述技术方案中，步骤(1)两路正交微扰信号的幅值相同，mzm1和mzm2的直流偏置电压相同；
在上述技术方案中，步骤(2)、(3)(4)保持mzm3偏置电压不变；
在上述技术方案中，步骤(3)和(4)对mzm2的微扰信号大小的控制可以利用选通开关控制其是否通过衰减器实现；
在上述技术方案中，各次谐波的检测可以利用滤波器实现。
根据上述iq调制器偏置点控制过程，利用较简单的控制结果便可以实现三个直流偏置点的精确控制。
以上所述仅为本发明较佳的实现方式，但本发明的保护范围并不局限于此。在本发明所揭露的技术范围内，任何熟悉本领域的技术人员可轻易想到的变换或替换都应该涵盖在本发明的保护范围之内。