一种高速信号的捕获和跟踪方法及装置与流程

本发明涉及载波同步领域，尤其涉及一种高速信号的捕获和跟踪方法及装置。

背景技术

在高速移动的情况下提供良好的网络覆盖一直是移动通信组网的难题。首先，由于高速运动所导致的多普勒频偏会使接收端功率产生变化，移动速度越快，功率越高，产生的频偏也越大，严重影响基站和终端的接收性能。其次，高速移动带来的切换频繁，会使终端接入成功率低、掉话率高，严重影响网络性能。特别地，移动速度剧烈变动的情况下，信号更是无法快速接入网络。

因此，提供一种高速信号的捕获和跟踪方法及装置。

技术实现要素：

鉴于上述问题，提出了本发明以便提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的高速信号的捕获和跟踪方法及装置，使得能够在移动速度剧烈变动的情况下有效捕获、跟踪和解调高速移动信号。

根据本发明的一个方面，提供一种高速信号的捕获和跟踪方法，包括以下步骤：

接收高速信号，并对高速信号进行抽取，计算从高速信号中抽取的两个相邻的接收序列的差分相关值，差分相关值最大点为导频序列起始点，以捕获有效高速信号，其中，抽取的两个相邻的接收序列为导频序列的两个对称序列；

接收有效高速信号，对有效高速信号进行fft处理，以获取有效高速信号的粗频偏，并对该有效高速信号进行粗频偏校准；

对于粗频偏校准后的有效高速信号，从导频序列起始点的相邻预设范围内抽取接收序列，与预存序列进行互相关计算，互相关峰值最大点为导频序列精确起始点；

根据导频序列精确起始点对有效高速信号进行解扰解扩，通过扫频进行精确频偏估计，并计算相位偏移，以对有效高速信号进行精确频偏校正和相偏校正，用于下一步的解调。

进一步地，有效高速信号的粗频偏计算公式如下：

其中，δfint为粗频偏，findex为粗频偏索引位置，fftsize为fft的大小，fs为采样速率。

进一步地，通过一次求取fft求平均功率获取粗频偏索引位置，具体包括以下步骤：

第一步，对导频信号去除调制信息后，通过以下公式获取fft功率图：

fft_pss＝fft(r_pilot.*pss^*)

其中，fft_pss为导频信号的频域点，r_pilot.*pss^*为导频信号的时域点；

第二步，根据以下公式找出功率最大的位置点：

[maxvalue,maxpos]＝max(|fft_pss|)

其中，[maxvalue,maxpos]为功率最大的位置点，fft_pss为导频信号的频域点；

第三步，根据以下条件判断功率最大的位置点是否是粗频偏索引位置：

{maxvalue/mean(|fft_pss|)}＞th

其中，maxvalue为功率最大的位置点的功率值，mean(|fft_pss|)为导频信号的所有频域点的平均功率值，th为门限；

若条件成立，则功率最大的位置点为粗频偏索引位置。

进一步地，有效高速信号的粗频偏计算公式如下：

其中，为粗频偏，m为调制阶数，fft(r′k)为有效序列r′k的频谱值。

进一步地，fft(r′k)的计算步骤包括：

计算频偏点的频谱图，并对计算的频谱图进行多次功率平均，得到fft(r′k)。

进一步地，通过以下公式计算差分相关值：

其中，cn为差分相关值，rn+k和为两个相邻窗长为nd的接收序列，k为采样序号。

进一步地，互相关计算公式如下：

其中，ck为互相关函数，rn+k为接收序列，sn为预存序列，k为采样序号。

进一步地，精确频偏估计计算公式如下：

其中，为精频偏，m为调制阶数，f为采样点功率，tb为码元周期，k为采样序号。

根据本发明的另一方面，提供一种实现上述高速信号的捕获和跟踪方法的装置，包括：

信号粗捕获模块，用于接收高速信号，并对高速信号进行抽取，计算从高速信号中抽取的两个相邻的接收序列的差分相关值，差分相关值最大点为导频序列起始点，以捕获有效高速信号，其中，抽取的两个相邻的接收序列为导频序列的两个对称序列；

信号粗频偏估计及校正模块，用于接收有效高速信号，对有效高速信号进行fft处理，以获取有效高速信号的粗频偏，并对该有效高速信号进行粗频偏校准；

信号精捕获模块，用于对于粗频偏校准后的有效高速信号，从导频序列起始点的相邻预设范围内抽取接收序列，与预存序列进行互相关计算，互相关峰值最大点为导频序列精确起始点；

信号细频偏估计及校正模块，用于根据导频序列精确起始点对有效高速信号进行解扰解扩，通过扫频进行精确频偏估计，以对有效高速信号进行精确频偏校正；

信号相偏估计及校正模块，用于根据精确频偏估计计算相位偏移，对有效高速信号进行相偏校正，用于下一步的解调。

进一步地，在信号粗频偏估计及校正模块中，有效高速信号的粗频偏计算公式如下：

其中，δfint为粗频偏，findex为粗频偏索引位置，fftsize为fft的大小，fs为采样速率。

本发明与现有技术相比具有以下的优点：

本发明的高速信号的捕获和跟踪方法及装置对于超大频偏单载波信号，能够通过自相关进行粗同步，通过fft进行粗频偏估计和校正，通过互相关进行精同步，并通过扫频方法进行精频偏估计和校正，还通过精频偏计算并校正相偏，从而以层层递进方式快速捕获并跟踪高速移动物体。

附图说明

以下结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

图1是本发明的高速信号的捕获和跟踪方法步骤图；

图2为在snr＝-2，频偏为110khz时自相关功率图；

图3是在fftsize＝2048，snr＝-2时通过fft求得的频偏数值图；

图4为本发明获取粗频偏索引位置的一个具体实施方式；

图5为snr＝5时接收的导频信号去除调制信息后fft显示图；

图6为在snr＝-2时，精确同步的相关峰值功率图；

图7为通过awgn信道对频偏为11500hz，扩频为1，信噪比5db，误比特率为0.0056667的信号解调后的星座图；

图8为在awgn条件下仿真信号解调效果图；

图9是本发明的高速信号的捕获和跟踪装置框图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。

本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。

本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。

图1是本发明的高速信号的捕获和跟踪方法步骤图，如图1所示，本发明提供的高速信号的捕获和跟踪方法，包括以下步骤：

接收高速信号，并对高速信号进行抽取，计算从高速信号中抽取的两个相邻的接收序列的差分相关值，差分相关值最大点为导频序列起始点，以捕获有效高速信号，其中，抽取的两个相邻的接收序列为导频序列的两个对称序列；

接收有效高速信号，对有效高速信号进行fft处理，以获取有效高速信号的粗频偏，并对该有效高速信号进行粗频偏校准；

对于粗频偏校准后的有效高速信号，从导频序列起始点的相邻预设范围内抽取接收序列，与预存序列进行互相关计算，互相关峰值最大点为导频序列精确起始点；

根据导频序列精确起始点对有效高速信号进行解扰解扩，通过扫频进行精确频偏估计，并计算相位偏移，以对有效高速信号进行精确频偏校正和相偏校正，用于下一步的解调。

本实施例中，高速信号的例子可以如下：

例如移动速度v＝3450m/s(10倍音速)，加速度a＝40g(40倍重力加速度)，f0＝10ghz(射频本振)，此时的多普勒频移计算如下：

v＝3450*1；％％移动速度(m/s)

a＝9.8*40；％％加速度(m/s^2)

c＝3*1e8；％光速

f0＝10*1e9；％％本振

fd＝v/c*f0；％％115khz

fdd＝a/c*f0；％一秒多普勒动态是13k，那么1ms仅仅13hz，影响很小

fs＝40*1e6；％采样功率40m,

ts＝1/fs；％％2.5*10^(-8)秒＝25ns

ipoint＝4；％％m＝4内插倍数

freq_pn_code＝fs/ipoint；％伪码速率为10mhz

信道中的功率模型如下：

freq_change＝f0*(v+1/2*a*ts)/c；

expf0＝exp(1i.*2.*pi.*freq_change./fs.*[0:highn-1]))；

该高速信号架构如下：一个时隙内包括一个导频块和多个数据块，组成一个1ms的时隙信号。导频在时间轴上堆成，前后一样。一个时隙信号的多个数据块为10000个qpsk(quadraturephaseshiftkeyin,正交相移键控)点，一个时隙信号的导频块为512个导频点，导频块包括两个相同的子导频块，每个子导频块为256个导频点。

在本实施例中，接收高速信号时，根据发送信号中频发射特性对等选择接收机处理模式，具体地，若发射机采用重复发送qpsk信号实现内插，接收机则采用矩形滤波器匹配滤波；若发射机采用rrc(radioresourcecontrol，无线资源控制)内插滤波，接收机则也采用rrc滤波抽取，采用和发射机对等的中频处理，能够增强接收机处理的灵敏度。

首先，进行对接收的高速信号进行自相关操作，采用单chip(码片)一级的自相关处理，采用fifo(firstinputfirstoutput，先入先出队列)处理方式，仅需要一个输入一个输出的功率差，得到总体相关的功率，超过一定门限即认为相关上。具体过程如下：

接收端起初并不知道信号的起始点在哪，利用前导码前后相同的特性进行差分相关。差分相关利用延迟nd个样值的两个相同训练符号。

差分相关与直接相关法不同，进行差分相关运算的是利用在接收序列rn中的导频序列的对称特性，即时域上形成一个重复的信号，因此将rn与进行点乘，并对每个n，将统计窗长nd，每一个窗内的数据进行求和，统计窗按照逐个采样点移位，相当于在上一个共轭相乘序列上进行滑动，这样，下一个在当前统计窗中只要加上顺延的下一个数据，减去当前窗第一的数据就可以方便的获得下一个统计窗的差分相关值，得到对应的差分相关值cn。该方法差分相关函数c(n)只是与导频序列在接收序列中的位置有关，寻找到cn的最大值，也就找到了最佳定时时刻。

差分相关值如下：

其中，cn为差分相关值，rn+k和为两个相邻窗长为nd的接收序列，为的反转共轭，k为采样序号。判决变量为cn达到最大值的时刻即为最佳定时时刻。

根据上述高速信号架构计算差分相关值，过程如下：

接收信号一时隙(1ms)时间内n＝10000采样点(降采样后)加512采样点的数据，n＝1…n+512；

接收数据r(n)与他的位移r(n+nd)接收数据做共轭相乘，获得差分相关序列rx_coru(n)。

rx_coru(n)＝r(n)conj(r(n+nd)

计算统计窗长nd内差分序列的平均值。

k＝0时，

且k≠0时，rx_cor_pu(k)＝rx_cor_pu(k)+rx_coru(k-1)-rx_coru(k+nd)

为了克服噪声的影响，可以将多个时隙数据进行平均，这样可以获得更好的检测性能。图2为在snr＝-2，频偏为110khz时自相关功率图，如图2所示，自相关操作不受频偏的影响，但是最佳功率点前后变动不大，只能估计一定范围内的同步处理，故此适合初始粗同步。

粗同步校准之后，可以启动粗频偏校准。在信号的传输过程中，由于多普勒频移和振荡器的精确度等因素，使得接收信号的载波和本地载波不完全同步，有一定的偏差，并导致相位急剧变化，严重影响了解调器的性能，因此必须在接收机中进行载波同步。输入的中频信号经数字下变频后，变到零频，由于收发载波之间不完全匹配，因此这一零频不是真正意义上的零频，而是收发载波间有一个较小的频差，需要进行载波频偏估计和载波校正，以消除载波偏差的影响。

在实际的通信系统中，接收信号经过下变频变到基带后，总是存在一个小频偏δf的，载波同步的目的就是要估计出这个δf值。实际的系统中δf都是有一定的范围的，如分布在-fmax～+fmax之间，如果在-fmax～+fmax之间对δf采用一定的算法进行搜索，定义一个似然度，只有当搜索的功率离实际的频偏最近时，似然度值最大，因此便可以得到频偏的估值。

粗同步之后获取时隙的起始位置，由于时隙的切换开关已知，从这个时隙的起始位置，信号进入极坐标，去除调制相位后，开始启动fft操作的频偏估计，利用功率平滑技术，可以在很低的snr下精确估计出整数频偏估计，频偏误差颗粒度就是fft的分辨率。具体过程如下：

采用基于频偏估计与补偿的载波同步算法，该算法首先将频偏估计出来，再对原始信号进行补偿，该操作在解调的过程中始终进行。

经过数字下变频及低通滤波处理后，得到含数据信息和载波频偏的信号，可表示为

式中：δf为残留频偏，tb为码元周期，n(k)～n(0,2σ²)为加性复高斯白噪声，其同相分量和正交分量的方差均为σ²，θ是初始相位差，ak是由于噪声影响而得的瞬时幅值，αk是由于噪声影响而附加的相位噪声，φk是被调制的相位，φk∈{0,π}。若不考虑噪声的影响，有

m为调制阶数，对于bpsk调制，m＝2，对于qpsk调制，m＝4。可见调制信息被去掉了。对于本突发系统，初始频偏估计时是利用接收的所有数据(包括前导头和业务数据)进行。

定义r′k

n′(k)是一个等效的噪声，可近似认为服从高斯分布。可见r′k是一个被高斯白噪声污染的单载波的形式，此时对此信号进行fft运算，此时由于调制信息被去掉，剩下的仅剩下频偏信息和噪声。为了进一步增强fft的抗噪声能力，采用多次功率平滑的fft叠加算法。

具体地，有效高速信号的粗频偏计算公式如下：

其中，为粗频偏，m为调制阶数，fft(r′k)为有效序列r′k的频谱值。

fft(r′k)的计算步骤包括：

计算频偏点的频谱图，并对计算的频谱图进行多次功率平均，得到fft(r′k)。具体如下：

(1)计算频偏点的频谱值|fft(r′k)|

fi的值从-fb/2到fb/2，此时功率的解析带宽(功率分辨率)rbw＝fb/fftsize，例如物理层速率是fb＝20.48mhz，一般fftsize＝2048，则得到rbw＝10khz

(2)对计算出来的fi进行多次功率平均，得到f′i，优选地，n＝8次；

f′i＝fi+fi+1+...+fi+n

图3是在fftsize＝2048，snr＝-2时通过fft求得的频偏数值图，如图3所示，通过平滑后在很低的snr(信噪比)下仍可以准确的估计频偏。

(3)搜索功率最大的功率点，同时由于前面为了去掉功率扩大了m倍，最终结果必须缩小到原先的1/m，这样就找到真正的频偏数值。

还有另一种准确寻找粗频偏的方法：发射端发送了导频信息，接收端能够准确找到接收信号导频的起始位置，采用以下方案能够更好更快的估计出粗频偏的位置，具体实施方案如下：

为了节省fft求平均功率的次数，提供一种fft求一次平均功率就获取到粗频偏点的方法，可以首先通过对导频信号去除调制信息后，通过一次求取fft求平均功率即可在很低的snr下获取粗频偏索引位置，如图4所示，具体包括以下步骤：

第一步，对导频信号去除调制信息后，通过以下公式获取fft功率图：

fft_pss＝fft(r_pilot.*pss^*)

其中，fft_pss为导频信号的频域点，r_pilot.*pss^*为导频信号的时域点；

此时去除本地调制信号后的导频信号，功率偏移在fft后能够非常明显看到，

第二步，根据以下公式找出功率最大的位置点：

[maxvalue,maxpos]＝max(|fft_pss|)

其中，[maxvalue,maxpos]为功率最大的位置点，fft_pss为导频信号的频域点；

第三步，根据以下条件判断功率最大的位置点是否是粗频偏索引位置：

{maxvalue/mean(|fft_pss|)}＞th

其中，maxvalue为功率最大的位置点的功率值，mean(|fft_pss|)为导频信号的所有频域点的平均功率值，th为门限；

若条件成立，则功率最大的位置点为粗频偏索引位置。

实现的具体算法如下：

为了避免虚警，相关峰值的绝对功率和相对功率比值都要满足要求，才算准确找到相关峰值点。这一步如果不满足要求，说明峰值功率点没有找对。

图5为snr＝5时接收的导频信号去除调制信息后fft显示图，如图5所示，此时，相对功率比值par达到18，大于检测门限10的要求，说明此时导频寻找正确。

通过索引、fft的大小以及此时的采样速率就可以得到频偏大小，计算公式如下：

其中，δfint为粗频偏，findex为粗频偏索引位置，fftsize为fft的大小，fs为采样速率。

该算法具体实施如下，信号的方向分为正负两个方向，也就是可以计算出频偏的大小有正负。

findex＝13，fs＝10mhz，fftsize＝512，则计算法的频偏大小为234.375khz

采用此算法的条件是需要准确找到接收信号导频的起始位置。

粗频偏校准之后，可启动精确的相关同步，fft的功率分辨率就是fft估计后的残留频偏rbw(解析带宽)，rbw*syn_len/fs/2<1/2这个残留频偏不会对本次精确同步造成影响，或者说影响可以忽略。

完成初始频偏测量校准和粗同步之后，可以启动精同步处理，由于小频偏积分对相位的影响减少，不会影响信号的精同步操作，fcoarse＝rbw/2＝5khz

lp＝256，rbw＝10khz，fs＝10mhz，计算得到

因此在1次导频互相关周期内相干累加时由于频偏而累积的最大相位为由此而造成的信号能量的损失为

精同步处理如下：

互相关计算公式如下：

其中，ck为互相关函数，rn+k为接收序列，sn为长度l的预存序列，为sn的反转共轭，k为采样序号，在k＝pss_τ的位置时候达到最大值，所以寻找到ck的最大值，也就找到了最佳定时时刻。

根据上述高速信号架构计算互相关值，过程如下：

接收时隙(1ms)时间内10000采样点(降采样后)加512采样点的数据；n＝1…n+512

用pss_timeu(n)码与接收数据做相关，每次移动1个采样点的步长，这样得到采样点的相关结果。

计算相关功率，找出最大功率点对应的pss_timeu(n)码，最大功率点位置即为pss_timeu(n)的起始位置。

相关结果：

图6为在snr＝-2时，精确同步的相关峰值功率图，如图6所示，精确同步能够精确到具体采样点的位置。

由于相关处理都是m序列，仅仅是1和-1相乘，故此无需乘法运算，只需要加减法运算。并且第一步中粗同步已经确定了大致的导频位置。此时仅仅需要在粗同步位置pos前后偏移m个点来进行相关。pos-m:pos+m来进行相关。此时如果相关峰值功率过低，说明上面粗同步也是一种误判，精同步不仅可以精确定位导频的起始位置，而且还可以反推粗同步的准确性。为了达到小数同步，adc采集后的信号进行滤波后，不进行抽取。精细同步时虽然是降采样处理，但是移动的点数却是1/mchip的速度移动，此时通过精确同步之后，信号精度达到了1/mchip的精度。

精确同步之后启动精确频偏估计，首先精确提取出导频信号，这这个导频信号进行解扩，扩频比用户可以自由选择。例如导频码长度512，扩频长度32，则可以解扩出16个数据符号，由于发送的导频解扰之后数值是常数，所以可以避免扩频码边界的选择问题。解扩之后的数据进行扫频法进行精确功率选择，例如进行10次扫频，功率误差缩小到rbw/10。

在精同步和精频偏校准之后，还需要在解调的过程中对频偏进行跟踪，否则由于频偏跟踪误差而累积的相位差就有可能超出相邻两个星座点之间的相位间隔，从而导致解调结果翻转、错误。

精频偏估计采用基于最大似然估计的算法，将数据分成若干连续的段，估计每一段里面的频偏估计值，再对频偏变化率进行修正，从而完成载波同步跟踪。跟踪算法采用并行处理。

m为调制阶数，对于bpsk调制，m＝2，对于qpsk调制，m＝4。可见调制信息被去掉了。对于本突发系统，初始估计时是利用已知的前导头进行，因此有m＝1。

定义r′k

n′(k)是一个等效的噪声，可近似认为服从高斯分布。可见r′k是一个被高斯白噪声污染的单载波的形式，由此可以得到r′k功率和初相的最大似然估计表达式为

其中，为精频偏，为初相偏，m为调制阶数，f为采样点功率，tb为码元周期，k为采样序号。

综上，本发明的高速信号的捕获和跟踪方法能够准确跟踪超大频偏单载波bpsk(binaryphaseshiftkeying，二进制相移键控)/qpsk(quadraturephaseshiftkeyin，正交相移键控)/8psk(8phaseshiftkeying8，移相键控)信号，分别通过自相关和互相关获取粗同步和精确同步，并分别通过fft和扫频方法完成粗频偏和精确功率的估计和校正，采用层层递进方式快速跟踪高速移动物体，甚至能够捕获超过20倍音速超高速飞行器的功率偏移，并且准确解调。图7为通过awgn信道对频偏为11500hz，扩频为1，信噪比5db，误比特率为0.0056667的信号解调后的星座图，如图7所示，信号的相位和频偏完全被修正。图8为在awgn条件下仿真信号解调效果图，如图8所示，即使在低信噪比下，误比特率也很低。

图9是本发明的高速信号的捕获和跟踪装置框图，如图9所示，本发明提供的高速信号的捕获和跟踪装置，包括：

信号粗捕获模块，用于接收高速信号，并对高速信号进行抽取，计算从高速信号中抽取的两个相邻的接收序列的差分相关值，差分相关值最大点为导频序列起始点，以捕获有效高速信号，其中，抽取的两个相邻的接收序列为导频序列的两个对称序列；

信号粗频偏估计及校正模块，用于接收有效高速信号，对有效高速信号进行fft处理，以获取有效高速信号的粗频偏，并对该有效高速信号进行粗频偏校准；

信号精捕获模块，用于对于粗频偏校准后的有效高速信号，从导频序列起始点的相邻预设范围内抽取接收序列，与预存序列进行互相关计算，互相关峰值最大点为导频序列精确起始点；

信号细频偏估计及校正模块，用于根据导频序列精确起始点对有效高速信号进行解扰解扩，通过扫频进行精确频偏估计，以对有效高速信号进行精确频偏校正；

信号相偏估计及校正模块，用于根据精确频偏估计计算相位偏移，对有效高速信号进行相偏校正，用于下一步的解调。

本发明的高速信号的捕获和跟踪装置对于超大频偏单载波信号，能够通过自相关进行粗同步，通过fft进行粗频偏估计和校正，通过互相关进行精同步，并通过扫频方法进行精频偏估计和校正，还通过精频偏计算并校正相偏，从而以层层递进方式快速捕获并跟踪高速移动物体。

进一步地，在信号粗捕获模块中，通过以下公式计算差分相关值：

其中，cn为差分相关值，rn+k和为两个相邻窗长为nd的接收序列，k为采样序号。

进一步地，在信号粗频偏估计及校正模块中，有效高速信号的粗频偏计算公式如下：

其中，为粗频偏，m为调制阶数，fft(r′k)为有效序列r′k的频谱值。

进一步地，在信号精捕获模块中，互相关计算公式如下：

其中，ck为互相关函数，rn+k为接收序列，为预存序列，k为采样序号。

进一步地，在信号细频偏估计及校正模块中，精确频偏估计计算公式如下：

其中，为精频偏，m为调制阶数，f为采样点功率，tb为码元周期，k为采样序号。

对于装置实施例而言，由于其与方法实施例基本相似，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

对于方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明实施例并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明实施例，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作并不一定是本发明实施例所必须的。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。