利用DFE和CTLE的高速链路均衡方法与流程

本发明属于计算机技术领域，更进一步涉及计算机高速链路均衡技术领域中的一种利用自适应判决反馈均衡器dfe(decisionfeedbackequalization)和线性连续时间均衡器ctle(continuoustimelinearequalization)的高速链路均衡方法。本发明可实现对高速链路信号的均衡，利用均衡前后的信号进行信号完整性分析。

背景技术：

目前，在计算机高速链路中，信号的传输速度已经变得越来越快，将会造成明显的符号间干扰isi(intersymbolinterference)以及反射。因此需要对高速链路信号进行均衡，以重新获得可使用的信号。

中国电子科技集团公司第五十四研究所在其申请的专利文献“一种低复杂度的判决反馈均衡算法”(申请日：2017.11.28，申请号：201711214380.9，申请公布号：cn107911322a)中提供一种低复杂度的判决反馈均衡算法。该方法在接收端首先将接收信号进行频域变换，接着进行线性均衡转换到时域，判决后输入到噪声预测器进行噪声预测，从而减小未判决符号的噪声干扰，提高通信系统的性能。但是，该方法仍然存在的不足之处是：该算法需要根据信道特点建立预测模型，不同的信道需要建立不同的预测模型，使得该高速链路均衡的通用性降低。

中山大学在其申请的专利文献“一种时域与频域相结合的信道均衡算法”(申请日：2018.03.20，申请号：201810232190.8，申请公布号：cn108418771a)中提供一种单载波系统的信道均衡方法。该方法的具体步骤是：(1)在接收端，在时域上对接收数据进行适当分段，采用重叠保留法将时域计算转换到频域；(2)采用mmse均衡方法进行粗判决；(3)以粗判决结果为基础，采用时域穷尽搜索方法对粗判决结果进行进一步的细判决。该方法存在的不足之处是：该算法需要进行两次判决，使得高速链路均衡的运算复杂度增大。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提出了一种利用自适应判决反馈均衡器dfe和线性连续时间均衡器的高速链路均衡方法。该方法可实现对高速链路信号的均衡，利用均衡前后的信号进行信号完整性分析，同时保证均衡器精度、降低均衡器运算复杂度，增加均衡器通用性。

为了实现上述目的，本发明的具体思路是，首先对输入波形进行快速傅里叶变换，变换后生成离散复频域的传递函数，生成后进行线性连续时间均衡；然后生成理想判决波形，生成后采用自适应算法计算波形中每一个取样点的权重值，生成自适应判决反馈均衡器dfe的抽头系数；最后计算生成自适应判决反馈均衡器dfe和线性连续时间均衡器ctle均衡后波形中每个取样点的波形值，生成均衡后的波形。

本发明实现的具体步骤如下：

(1)输入波形：

(1a)随机输入一条高速链路的波形，将其作为时域输入波形；

(1b)对时域输入波形进行快速傅里叶变换，得到频域输入波形；

(2)生成离散复频域的传递函数：

(2a)将输入线性连续时间均衡器ctle的零点和极点频率值，转换为复频域的传递函数；

(2b)将复频域的传递函数离散化，得到离散的复频域传递函数；

(3)获取线性连续时间均衡器ctle均衡后的波形：

(3a)将频域输入波形与离散的复频域传递函数相乘，得到频域输出波形；

(3b)将频域输出波形进行反快速傅里叶变换，得到经过线性连续时间均衡器ctle均衡后的波形；

(4)计算截断后波形中每一个取样点的权重值：

(4a)将线性连续时间均衡器ctle均衡后的波形峰值点的中间点，作为波形的起点，删除起点前的波形数据，得到截断后波形；

(4b)将截断后波形中所有大于阈值的取样点均设置为高电平值，截断后波形中所有小于阈值的取样点均设置为低电平值，将所有设置完成后的波形组成理想判决波形；

(4c)计算截断后波形中每一个取样点的波形值与理想判决波形中每一个对应取样点的波形值的差值；

(4d)利用自适应算法公式，通过截断后波形中每一个取样点的波形值与理想判决波形中每一个对应取样点的波形值的差值，计算截断后波形中每一个取样点的权重值；

(5)计算生成自适应判决反馈均衡器dfe和线性连续时间均衡器ctle均衡后波形中每个取样点的波形值：

(5a)选取截断后波形中最后n个取样点的权重值，组成自适应判决反馈均衡器dfe的抽头系数，其中，1≤n≤n，n的取值由均衡所需的准确度决定；

(5b)利用波形值计算公式，通过自适应判决反馈均衡器dfe的抽头系数，计算生成自适应判决反馈均衡器dfe和线性连续时间均衡器ctle均衡后波形中每个取样点的波形值；

(6)获取均衡后的波形：

将自适应判决反馈均衡器dfe和线性连续时间均衡器ctle均衡后波形中所有取样点的波形值，按照取样顺序组成自适应判决反馈均衡器dfe和线性连续时间均衡器ctle均衡后的波形。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，由于本发明采用了自适应算法公式计算自适应判决反馈均衡器dfe的抽头系数，克服了现有技术中存在的需要信道预测模型计算自适应判决反馈均衡器dfe的抽头系数，导致不同的信道需要建立不同的信道预测模型，使得高速链路均衡针对不同的信道需要进行不同的修改，由此通用性降低的问题，使得本发明扩大了高速链路均衡的通用性。

第二，由于本发明生成理想判决波形后不需要进行进一步判决，克服了现有技术中生成理想判决波形后还需要采用时域穷尽搜索方法进行进一步判决，使得高速链路均衡的运算复杂性增大的不足，使得本发明在保证高速链路均衡的精度同时，降低了高速链路均衡的运算复杂度。

附图说明

图1为本发明的流程图；

图2为本发明仿真图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的描述。

参照附图1，对本发明实现的步骤做进一步的描述。

步骤1，输入波形。

从电路仿真工具中随机导出一个由等间隔取样点组成的波形文件，读取该文件中的波形，将其作为时域输入波形。

对时域输入波形进行快速傅里叶变换，得到频域输入波形。

步骤2，生成离散复频域的传递函数。

将输入的线性连续时间均衡器ctle的零点、极点频率值，转换为复频域的传递函数。

将复频域的传递函数离散化，得到离散复频域的传递函数。

所述线性连续时间均衡器ctle为是一种模拟滤波器，所以需要将零极点转化为复频域的传递函数。再使用双线性变换法将复频域的传递函数转化为离散复频域的传递函数，其物理意义即为将模拟滤波器转换为数字滤波器。

步骤3，获取线性连续时间均衡器ctle均衡后的波形。

将频域输入波形与离散复频域的传递函数相乘，得到频域输出波形。

将频域输出波形进行反快速傅里叶变换，得到经过线性连续时间均衡器ctle均衡后的波形。

步骤4，计算截断后波形中每一个取样点的权重值。

将线性连续时间均衡器ctle均衡后的波形峰值点的中间点，作为波形的起点，删除起点前的波形数据，得到截断后波形。

将截断后波形中所有大于阈值的取样点均设置为高电平值，截断后波形中所有小于阈值的取样点均设置为低电平值，将所有设置完成后的波形组成理想判决波形。

所述的阈值是指，自适应判决反馈均衡器dfe的理想高低电平值的平均值。

计算截断后波形中每一个取样点的波形值与理想判决波形中每一个对应取样点的波形值的差值。

利用自适应算法公式，通过截断后波形中每一个取样点的波形值与理想判决波形中每一个对应取样点的波形值的差值，计算截断后波形中每一个取样点的权重值。

所述自适应算法公式如下：

w(k+1)＝w(k)+2μe(k)yd(h)

其中，w(k+1)表示截断后波形中第k+1个取样点的权重值，k＝1...n，n表示截断后波形的取样点总数，w(k)表示截断后波形中第k个取样点的权重值，μ表示取任意常数值的步长值，e(k)表示截断后波形第k个取样点的波形值与理想判决波形中对应取样点的波形值的差值，yd(h)表示理想判决波形中第h个取样点的波形值，h的取值与k的取值对应相等。

所述自适应算法公式原理为最小均方误差算法，最小均方误差算法是1960年b.widrow和hoff等人在最抖下降算法的基础上提出的，该算法简单、易于实现，因此被广泛使用。最小均方误差算法所采用的规则是使均衡器的期望输出值和实际输出值之间的均方误差最小化的准则。

均方误差函数是抽头系数的二次方程，由此形成一个多维的超抛物面，类似碗状曲面，且具有唯一的最小点。自适应算法就是使抽头系数朝曲面底部最小点方向移动，最终到达底部最小点，得到使误差最小的最佳抽头系数值。

最小均方误差算法是实现上述移动的最佳算法，它利用梯度信息分析自适应滤波性能和追踪最佳滤波状态。按照梯度下降的方向调节抽头系数。

步骤5，计算生成自适应判决反馈均衡器dfe和线性连续时间均衡器ctle均衡后波形中每个取样点的波形值。

选取截断后波形中最后n个取样点的权重值，组成自适应判决反馈均衡器dfe的抽头系数，其中，1≤n≤n，n的取值由均衡所需的准确度决定。

利用波形值计算公式，通过自适应判决反馈均衡器dfe的抽头系数，计算生成自适应判决反馈均衡器dfe和线性连续时间均衡器ctle均衡后波形中每个取样点的波形值。

所述波形值计算公式如下：

其中，ye(g)表示自适应判决反馈均衡器dfe和线性连续时间均衡器ctle均衡后波形中第g个取样点的波形值，g＝1...n，x(f)表示截断后波形在第f个取样点的波形值，w(j-i)表示截断后波形中第j-i个取样点的权重值，i＝1...n，yd(l-i)表示理想判决波形中第l-i个取样点的波形值，f、j、l的取值均与g的取值对应相等。

步骤6，获取均衡后的波形。

将自适应判决反馈均衡器dfe和线性连续时间均衡器ctle均衡后波形中所有取样点的波形值，按照取样顺序组成自适应判决反馈均衡器dfe和线性连续时间均衡器ctle均衡后的波形。

本发明的效果可通过以下仿真进一步说明。

1.仿真条件：

本发明的仿真实验使用matlabr2016b仿真软件、ads2014电路仿真软件，在ads电路仿真软件中波形的高、低电压分别为1.2v-1.2v，波形的数据率为8gbps，波形含有5000个比特位，每个一个比特位的时间长度为125ps，每个一个比特位的采样点为32个。自适应判决反馈均衡器dfe的抽头个数设为4个，步长设为0.001，线性连续时间均衡器ctle的零点设为1.26ghz、两个极点分别设为19.4ghz和9.803ghz。

2.仿真内容及其仿真结果分析：

本发明的仿真实验是采用本发明的均衡方法和ads电路仿真软件中自带的均衡方法，分别对高速链路接收端波形均衡处理，其对比结果如图2所示。其中，图2(a)为对高速链路使用均衡方法前的波形图。图2(b)为使用ads电路仿真软件中自带的线性连续时间均衡器ctle对高速链路均衡后的波形图。图2(c)为使用ads电路仿真软件中自带自适应判决反馈均衡器dfe对高速链路均衡后的波形图。图2(d)为使用本发明中的线性连续时间均衡器ctle对高速链路均衡后的波形图。图2(e)为使用本发明中的自适应判决反馈均衡器dfe对高速链路均衡后的波形图。所述ads电路仿真软件是由美国安捷伦科技公司推出的一款成熟的商业软件，其自带的均衡方法已经过许多公司的认可，

图2中的横坐标表示时间，单位为皮秒。图2中的纵坐标表示的电压值，单位为伏。使用matlabr2016b仿真软件分别对图2(a)、图2(b)、图2(d)中波形图进行自动测量，得到相应波形图的眼高、眼宽的数据，详见表1。表1中ctle指线性连续时间均衡器。

表1.使用本发明与现有技术中ctle均衡后眼高、眼宽对比表

使用matlabr2016b仿真软件分别图2(a)、图2(c)、图2(e)中波形图进行测量，得到相应波形图的眼高、眼宽的数据，详见表2。表2中dfe指自适应判决反馈均衡器。

按照下述两个公式，分别计算表1中本发明中线性连续时间均衡器ctle均衡后波形图的眼高、眼宽与ads中自带的线性连续时间均衡器ctle均衡后波形图的眼高、眼宽的误差：

(0.850-0.845)/0.850≈1％

(111.9-111.3)/111.9≈1％

本发明中线性连续时间均衡器ctle均衡后波形图的眼高、眼宽与ads中自带的线性连续时间均衡器ctle均衡后波形图的眼高、眼宽的误差均约为1％。在实际工程领域中10％以内的误差即为可接受的误差，由此可见1％的误差是很小的，说明本发明相比现有技术明显提高了均衡的精度。

表2.使用本发明与现有技术中dfe均衡后眼高、眼宽对比表

按照下述两个公式，分别计算表2中本发明中自适应判决反馈均衡器dfe均衡后波形图的眼高、眼宽与ads中自带的自适应判决反馈均衡器dfe均衡后波形图的眼高、眼宽的误差：

(0.578-0.5456)/0.546≈5.7％

(112.5-109.4)/112.5≈2.7％

本发明中自适应判决反馈均衡器dfe均衡后波形图的眼高、眼宽与ads中自带的自适应判决反馈均衡器dfe均衡后波形图的眼高、眼宽的误差分别约为5.7％和2.7％。在实际工程领域中10％以内的误差即为可接受的误差范围，由此可见5.7％和2.7％的误差是较小的，说明本发明相比现有技术明显提高了均衡的精度。