一种猝发通信中低复杂度的GMSK解调定时同步方法与流程

本发明属于猝发通信技术领域，具体涉及一种猝发通信中低复杂度的gmsk解调定时同步方法。

背景技术：

猝发通信是一种将需要传输的信息压缩处理后，在某个时间点把信息在短时间内发送出去的信息传输技术。该技术通过减少信号传输时长和增加信号传输时间的不确定性来降低信息被发现的概率，具有可靠性好和传输效率高的特点。在保密通信技术领域中具有重要的应用价值。

目前，在猝发通信系统中，gmsk(gaussianminimumshiftkeying，高斯最小频移键控)调制技术得到了广泛的应用，该调制方式具有相位轨迹平滑、恒定包络及带外辐射小等优点。gmsk解调方式分为相干解调和非相干解调两种。相干解调性能优良，能有效遏制载波频偏和相位误差，但需要通过环路利用大量数据恢复出相干载波，这在短时猝发通信系统中难以实现，且相干解调实现架构较为复杂，成本高。非相干解调实现方式中主要分为限幅鉴频解调和差分解调两类。限幅鉴频解调抗噪声能力较弱且具有门限效应；差分解调虽然实现简单，但其解调抗干扰能力与相干解调方式，同样存在较大差距。

定时同步是猝发通信接收的重要处理环节，针对连续发射的信号，其定时同步方法是根据信息序列中插入的同步序列来确定定时同步位置，而在短时猝发通信系统中通常仅用一段同步序列来完成定时同步，降低了后续数据的可靠性。

针对上述gmsk解调定时同步方法的不足，对于短时猝发通信系统，需设计一种实现架构简单、解调性能良好且能有效遏制定时累积误差的非相干方式的解调定时同步方法。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种猝发通信中低复杂度的gmsk解调定时同步方法。

本发明具体步骤如下：

步骤一、接收方接收一段长度为(lbark+1)lx+lbarklpn的序列s。序列s是在初始信息序列上按照巴克码的极性等间距插入lbark个同步序列pna得到，a＝0,1；同步序列pna的长度均为lpn；相邻两个同步序列pna之间信息序列的长度均为lx。

匹配滤波。计算滤波输出序列so如式(1)所示：

so＝s*ξ式(1)

式(1)中，“*”是卷积运算；ξ是滤波器系数序列。

ξ的计算方法如式(2)所示：

式(2)中“conj”是取共轭操作，i＝1,2,3,...,l-1,y0(n)的定义如式(3)所示如下：

式(3)中，m为采样率除以数据码元速率所得值。数据码元速率为码元持续时间宽度tb的倒数。tb是码元持续时间宽度；gt(k)的表达式如式(4)所示。

式(4)中，bb为3db带宽，“erfc”是互补误差函数；

而yi(n)＝y0(n+itb)。

步骤二、构造本地同步序列f和位置索引序列v，位置索引序列v中的元素是同步序列pna中各个元素依次在序列s中的位置序号。计算so在下标w+v(1)-1～w+v(lbarklpn)-1之间与f的内积，得到相关峰值序列c如式(5)所示。

c(w)＝so(w+v-1)·fw＝1,2,3,...,(lbark+1)lx+lbarklpn-v(lbarklpn)-1式(5)

式(5)中，“·”是内积运算。

步骤三、计算序列s0在下标w-1+v(1)～w-1+v(lbarklpn)之间的平均功率序列p如式(6)所示。

式(6)中，“abs”是取模操作。

步骤四、设定一个门限值ε，若存在1到(lbark+1)lx+lbarklpn-v(lbarklpn)-1的w满足条件：则将满足该条件的最小的w值记为e，作为粗同步位置，并进入步骤五；否则，重复步骤一至三后再次进入步骤四。参数ε的取值范围在0.5～0.8之间。

步骤五、截取序列c在下标e～e+(lbark+1)lx+lbarklpn之间的信号，得到序列获取中最大值所对应的位置，记为d，则精同步的位置f表示为f＝e+d-1。并截取so在下标f-lx～f+lbark(lpn+lx)之间的信号，得到序列

步骤六、计算相位“angle”是求相角操作。根据φ对进行相位旋转得到解调数据的软信息序列如式(7)所示。

式(7)中，“exp”是以自然常数e＝2.71828为底的指数函数，

本发明具有的有益效果是：

1、本发明不需要通过环路利用大量数据即能恢复出相干载波，具有实现架构简单、复杂度低等特点。

2、本发明的解调性能优于传统非相干解调方式，接近相干解调性能。

3、本发明通过插入多端同步序列来实现定时同步，能够有效地消除定时同步产生的累积误差，从而提高了猝发通信系统的鲁棒性。

附图说明

图1为猝发通信系统的组帧方式示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明作进一步说明。

如图1所示，一种猝发通信中低复杂度的gmsk解调定时同步方法的具体步骤如下：

步骤一、接收方的天线接收一段长度为(lbark+1)lx+lbarklpn的序列s(序列s为接收方接收到的序列，即发射方最终传输数据帧序列)。如图1所示，序列s是在初始信息序列上按照巴克码的极性等间距插入lbark个同步序列pna得到，a＝0,1(即序列s由依次交替排列lbark+1个子信息序列与lbark个同步序列pna组成)；同步序列pna的长度均为lpn；子信息序列的长度均为lx。同步序列pn0、同步序列pn1均为伪随机序列。若第u个巴克码为“+”，则第u个同步序列pna的采用pn0；否则，第u个同步序列pna的采用pn1；所采用的巴克码的位数等于lbark。

匹配滤波。计算滤波输出序列so如式(1)所示：

so＝s*ξ式(1)

式(1)中，“*”是卷积运算；ξ是滤波器系数序列，其由序列ξ由ξ(1)、ξ(2)、...、ξ((l+1)m)组成。ξ(n)的表达式如式(2)所示，n＝1,2,…,(l+1)m。

式(2)中，为复数的共轭复数，i＝1,2,3,...,l-1，y0(n)的表达式如式(3)所示；yi(n)的表达式如式(5)所示，

式(3)中，gt(k)的表达式如式(4)所示。采样率是数据码元速率的m倍。数据码元速率为码元持续时间宽度tb的倒数；tb＝6.25×10^-6s。

式(4)中，bb为被传输信号的3db带宽，“erfc”是互补误差函数。

yi(n)的表达式如下；i＝1,2,3,...,l-1。

yi(n)＝y0(n+itb)式(5)

步骤二、根据图1中组帧方式所示，构造本地同步序列f和位置索引序列v。本地同步序列f为lbark个同步序列pna依次排列得到。位置索引序列v的第q个元素v(q)等于本地同步序列f的第q个元素在接收方接收到的序列s中的序号，q＝1,2,…,lbark·lpn。

根据滤波输出序列so建立第一滤波输出子序列s′o1、第二滤波输出子序列s′o2、…、第λ滤波输出子序列s′oλ；λ＝(lbark+1)lx+lbarklpn-v(lbarklpn)-1。第w滤波输出子序列s′ow由滤波输出序列so的第w+v(1)-1个元素、第w+v(2)-1个元素、…、第w+v(lbarklpn)-1个元素组成，w＝1,2,3,...,λ。

步骤三、计算相关峰值序列c。c由c(1)、c(2)、...、c(λ)组成。c(w)的表达式如式(6)所示，w＝1,2,3,...,λ。

c(w)＝s′ow·f式(6)

式(6)中，s′ow·f为是第w滤波输出子序列s′ow与本地同步序列f的内积运算所得值。

步骤四、计算平均功率序列p。p由p(1)、p(2)、...、p(λ)组成。p(w)的表达式如式(7)所示，w＝1,2,3,...,λ；

式(7)中，∑[abs(s′ow)]²为第w滤波输出子序列s′ow内所有元素取模后的平方和。

步骤五、将1赋值给w。

步骤六、对比与门限值ε的大小；若则将w赋值给粗同步位置e，进入步骤八；否则，进入步骤七。门限值ε根据实际工作环境仿真确定，其取值范围在0.5～0.8之间，数值越小，虚警概率越大，漏警概率越小，反之亦反。

步骤七、若w＜λ，则将w增大1，并执行步骤六；否则，重新执行步骤一至六(此时认为接收到的序列s中无有效信息，或噪声过大，需重新获取信号)。

步骤八、截取相关峰值序列c的第e个元素、第e+1个元素、…、第e+(lbark+1)lx+lbarklpn个元素组成序列

步骤九、获取序列中最大值所对应的位置(即序号)，记为d。计算精同步位置f＝e+d-1。

步骤十、截取滤波输出序列so的第f-lx个元素、第f-lx+1个元素、…、第f+lbark(lpn+lx)个元素组成序列

步骤十一、计算相位其中，为序列内第f个元素的相角。根据相位φ对序列进行相位旋转，得到解调数据的软信息序列解调数据的软信息序列内第m个元素的表达式如式(8)所示；m＝1,2,3,...,lbarklpn+(lbark+1)lx，从而最终完成解调和定时同步。

式(8)中，“exp()”是以自然常数e＝2.71828为底的指数函数；为序列内的第m个元素。