基于判决反馈信道估计的采样频偏跟踪的制作方法

本发明涉及通信系统，具体涉及跟踪采样频偏。

背景技术：

通信系统使用各种方法来编码信号并增加带宽。正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)是使用大量平行窄带子载波的信号调制格式。但是，ofdm对采样频偏很敏感。

图1显示没有采样频偏的ofdm波形。子载波10携带调制符号，用于要被传输的数据。其他信号12包括背景噪声和谐波，但这些都倾向于抵消，使子载波10可被接收机检测到。

理想情况下，接收机对每个子载波10的子载波峰值附近进行采样。例如，第一子载波c1在其最大值附近被接收机时钟采样，第二子载波c2在其最大值附近被采样，第三子载波c3在其峰值附近被采样，最后一个子载波cn在其峰值附近被采样。接收机中的振荡器使接收机数据提取电路能够周期性地对接收波形进行采样。该接收机时钟振荡器的频率需要被仔细调整，以便在子载波10的峰值附近进行采样。

图2显示具有采样频偏的ofdm波形。在此示例中，有小误差出现在接收机采样时钟振荡器中。接收机时钟周期加长，导致接收机采样时钟太慢。接收机时钟的第一采样边缘出现在第一子载波c1的峰值附近，因此检测到c1的高信号s1。但是，采样时钟的一个小误差会导致下一个采样边缘出现在第二子载波c2峰值之后一点点。载波c2的信号s2略低于c1。

采样误差是累积的，所以第三采样边缘的误差更大。当信号在下降时，第三子载波c3被采样，且其采样信号强度s3小于s1或s2。类似地，子载波c4、c5、c6的采样点被进一步延迟，导致采样信号强度s4、s5、s6离其峰值越来越远。

在子载波c7的最后采样点16上，该子载波的信号已经下降到远低于其峰值，使得信号强度s7在其他信号12的噪声内，不再能够被正确地读取。虽然接收机时钟在第一采样点14与第一子载波c1精确同步，但对于每个连续的子载波10，轻微的误差累积会导致采样误差增加，直到最后一个子载波不可读。

采样频偏(samplingfrequencyoffset，sfo)是由发射机和接收机之间的时钟失配引起的。两个振荡器之间始终存在时钟不匹配。当sfo存在时，正交性降低，数据误差增加。随着每个载波远离第一个载波，采样差异会增加。即使很小的差异，也会导致误差率增加。

为了克服sfo的这些缺点，采样频偏估计(samplingfrequencyoffsetestimation，sfoe)可以用于ofdm接收机的同步。大多数sfoe方法依赖前导码和导频。前导码位于用于同步的帧的开始位置。前导码可用于sfo估计。导频分布在有效载荷内。导频通常用于跟踪残余频偏。

图3显示ofdm帧中的导频。ofdm帧20包括数据传输时的数据块22和导频24。导频24交错排列，使得任何子载波频率(x轴)在该频率处每隔4个频隙就有一次导频。导频24包含一个允许接收机采样时钟重新同步的模式，从而允许时钟同步错误可以被重置。尽管这些导频是有用的，但一些通信标准并不使用导频。

另一种方法是使用在ofdm符号之前的循环前缀。这些循环前缀可用于sfo估计。但性能受限于循环前缀长度和信道反射。

一些通信标准对sfo提出了极高要求。例如，homeplugav2标准规定了高阶调制和长帧长度以及高采样频率。但是，一个基于前导码的sfoe无法提供足够的估计精度。此外，在使用homeplug电力线应用时，在有效载荷中没有分配导频符号来跟踪sfo。

图4显示homeplugav2标准的典型ofdm结构。ofdm结构30以av2前导码26开始，其长度为10k。前导码26有高和低信号的固定模式，其不会出现在数据有效载荷中。

第一符号即av2帧控制(framecontrol，fc)符号35之前是保护间隔(guardinterval，gi)31。每个符号35、36、37、38之前都是保护间隔31、33、34，保护间隔31、33、34确保这些符号不会干扰其他符号。重叠传输被防护间隔阻止。来自先前符号的回声可能落入这些保护间隔内，仍然不会干扰后续符号。

帧控制符号35提供帧控制信息，如后续符号36、37、38的数量和长度。帧控制符号35可以包含有关物理块大小、符号数量、子载波映射信息、映射类型、fec码率等的信息。

符号36、37、38是承载数据有效载荷的数据符号。这些符号可以是8192个多比特样本长，而保护间隔32、33、34是1512个样本长。通常还有比所示更多的符号，每个符号都有自己的保护间隔。

尽管homeplugav2标准为ofdm结构30提供了保护间隔31、33、34和帧控制符号35，但没有导频。符号36、37、38携带数据但没有导频。因此，使用导频的采样频偏(sfo)技术不能用于homeplugav2标准。

期望有一种建立反馈回路用于跟踪ofdm接收机的采样频偏的方法。期望有一种能够提高sfo效率和精度的sfo补偿电路。期望有一种用于没有导频的通信标准的sfoe电路。希望有一种用于homeplugav2标准的sfoe电路。

附图说明

图1显示一个没有采样频偏的ofdm波形。

图2显示一个有采样频偏的ofdm波形。

图3显示一个ofdm帧中的导频。

图4显示一个homeplugav2标准的典型ofdm结构。

图5是具有判决反馈信道估计和sfo跟踪的正交频分复用(ofdm)接收机的方框示意图。

图6a-6b显示在一个帧中基于前导码和判决反馈信道估计的sfo跟踪的流程图。

图7是使用基于判决反馈信道估计的sfo跟踪来处理ofdm帧的时序图。

图8是执行本发明所述判决反馈信道估计和其他处理的数字信号处理器(digital-signalprocessor，dsp)的方框示意图。

具体实施方式

本发明涉及对采样频偏估计(sfoe)电路的改进。以下描述以使本领域普通技术人员能够制造和使用在特定应用及其要求的上下文中所提供的本发明。对本领域技术人员而言，对优选实施例的各种修改将是显而易见的，本发明定义的一般原理可以应用于其他实施例。因此，本发明并非旨在限于所示和所述的特定实施例，而是应被赋予与本发明披露的原理和新颖特征一致的最宽范围。

图5是具有判决反馈信道估计的正交频分复用(ofdm)接收机的方框示意图。如来自模数转换器(analog-to-digitalconverter，adc)的接收信道数据被输入到采样频偏(sfo)补偿器42。sfo补偿器42根据sfo估计来调整接收采样时钟以补偿频偏。

自动增益控制(automaticgaincontrol，agc)和同步器44从sfo补偿器42接收时钟数据流，并基于前导码执行增益控制和同步。该同步会找到帧的开始。后续符号可以从帧起始通过计数样本来找到。

快速傅里叶变换器46执行快速傅里叶变换(fft)以将接收的数据流从时域转换到频域。根据来自mac层的网络时间基准(networktimebase，ntb)或物理层内使用相邻同步符号的频域，sfo获取54提供sfo的粗略估计。前导码可以包含几个相同的符号，其可用于同步和粗略sfo估计。这些粗略sfo估计被平均，然后在前导码结束时应用到sfo补偿器42，每一帧一次。

解调器48解调来自快速傅立叶变换器46的数据流。解调器48在解调数据流也执行前向纠错(forwarderrorcorrection，fec)。然后，经解调的、纠错的数据可以输出到接收机里的媒体访问控制(media-access-controller，mac)层，作进一步处理。

前导码信道估计器52将接收的前导码符号与一个参考符号进行比较。参考符号可以由通信标准定义，因此是预定的。该比较是在频域符号上进行。接收的前导码符号与参考前导码符号之间的差异被用于产生一个基于前导码的信道估计，应用于sfo跟踪器40。由于前导码符号仅在帧的起始处被接收一次，因此该基于前导码的信道估计只在帧的起始处产生并存储作为存储信道估计55，输入到sfo跟踪器40一次。存储信道估计55所存储的信道估计是一个矢量，其是信道响应的一个估计，而sfo跟踪器40所产生的sfo误差估计是代表发射机和接收机之间时钟差的单个值。

数据有效载荷符号存储在存储数据缓冲器49中，然后被解调器48处理。快速傅里叶变换器46所产生的频域符号存储在存储数据缓冲器49。判决反馈信道估计器50在生成判决反馈信道估计时可以读取这些先前符号。将一些符号存储在存储数据缓冲器49，是考虑到流水线延迟。

当未检测到符号的fec误差时，解调器48所产生的解调的、纠错的符号由fec编码器51重新fec编码，并使用解调器48所使用的相同调制方案进行调制。如果没有传输误差，如衰减、信道噪声以及发射机和接收机之间物理介质的其他干扰，这应产生与之前存储在存储数据缓冲器49中的符号完全相同的符号。

在调制和fec解码之前，判决反馈信道估计器50将来自fec编码器51的、fec重新编码和重新调制的符号与来自快速傅立叶变换器46的、之前存储在存储数据缓冲器49中的未解调的、未fec解码的符号进行比较。判决反馈信道估计器50的比较，产生一个信道响应的反馈信道估计。

然后，在处理前导码之后的其它符号时，判决反馈信道估计器50所生成的反馈信道估计用于调整一个较早的信道估计、或来自前导码信道估计器52的前导码基信道估计、或来自判决反馈信道估计器50的后续信道估计。接着，将来自判决反馈信道估计器50的新产生的信道估计存储在存储信道估计55中。

来自判决反馈信道估计器50的新产生的信道估计被应用到sfo跟踪器40，sfo跟踪器40调整由sfo补偿器42执行的sfo补偿。

初始信道估计是由前导信道估计器52使用前导码符号而提供的，然后，当每个新符号被接收和处理时，判决反馈信道估计器50会生成一个新信道估计。当每个信号被处理时，判决反馈信道估计器50进行新信道估计，sfo跟踪器40调整sfo补偿值，从而允许sfo补偿器42能够跟踪补偿采样频偏中的变化(误差)。补偿是从前导码开始的，并在处理数据有效载荷符号时继续跟踪残留采样频偏量。

图6a-6b显示基于一个帧的前导码和判决反馈信道估计的sfo跟踪的流程图。可以对每个接收到的帧执行sfo跟踪和信道估计例程100。

在图6a，当检测到一个新帧时，在步骤80，同步器44(图5)使用帧前导码以同步到数据流。sfo获取54获取sfo的初始粗略估计，其用于前导码和第一个符号。

在已经接收到前导码之后，在步骤82，前导码信道估计器52通过比较接收到的前导码符号矢量frx和参考前导符号矢量fref，来生成基于前导码的信道估计矢量h1。这些是频域矢量，并通过矢量除法获得比较结果：

或h1＝frx/fref，其中h1、frx和fref是矢量。

在步骤84，使用h1信道估计来接收下一个符号用于信道均衡。该下一个符号被存储在存储数据缓冲器49中。在通过解调器48调制之后，对该符号fec解码，并在检测到一个不可纠正的误差时调用误差处理例程88。如果检测到一个不可纠正的错误，则跳过该符号。在图6b，当步骤86没有检测到误差时，步骤90使用fec对符号进行重新编码。

在步骤92，判决反馈信道估计器50比较重新编码的符号矢量ftx和存储的符号frx。存储符号frx是较早前来自快速傅立叶变换器46的存储在存储数据缓冲器49中的。

所述比较是通过除以频域矢量来进行的：

h2＝frx/ftx

其中h2是判决反馈信道估计的矢量。

该新生成的判决反馈信道估计值h2和先前的信道估计值h1通过h1乘以h2的复共轭而合并在一起：

h1*conj(h2)

在步骤94，新的信道估计sfoe_ce是从h1*conj(h2)的矢量结果提取的一个值。

接着，新的信道估计sfoe_ce乘以滤波器系数k，再加先前的信道估计sfo(旧)，以生成新的更新信道估计sfo(新)：

sfo(新)＝sfo(旧)+k*sfoe_ce

其中k在0和1之间。滤波器系数k可以是可编程的，并可以通过实验来确定。在步骤96，更新sfo可以由sfo跟踪器40或由sfo补偿器42来执行。

在步骤98，先前的信道估计h1被新的信道估计h2重写。当处理下一个符号时，在步骤84使用先前信息接收符号之后，步骤92生成一个新值h2。存储数据缓冲器49只需要存储一个先前的信道估计。接收新的符号，并为该帧中的后续符号生成新的信道估计值h2，直到步骤99已经处理了所有符号。

图7是使用判决反馈信道估计来处理ofdm帧的时序图。

每个符号前面有一个循环前缀(cyclicprefix，cp)。循环前缀提供保护间隔，允许回声出现而不干扰后续符号。循环前缀重复当前符号的末端，以便可以将符号的线性卷积建模为循环卷积，从而简化频域处理。循环前缀将与信道的线性卷积转换为循环卷积，从而简化了ofdm均衡。

一旦接收到一个符号，就生成其快速傅立叶变换(fft)。但是，某些fec单元可能会分散到后续符号，因此fec解码和检查将一直等待，直到接收到后续符号。在下一个符号通过fft转换到频域之后，所有fec码都应该可用。df_ce和fft之间的间隙允许解调和fec解码能够发生。然后，先前符号的符号可以用fec进行重新编码，并由判决反馈信道估计器50进行比较，以生成判决反馈信道估计df_ce0。接着，可以更新sfoe到sfo补偿器42。

在符号0结束之后，立即生成符号0的fft_0，但必须等待来自下一个符号的fec码字，下一个符号1生成其fft_1，然后判决反馈信道估计器50可以生成新的估计df_ce0，并更新sfo跟踪器40中的sfoe。因此，在几乎有两个符号的延迟后，才能更新sfoe。

尽管如此，为每个符号跟踪sfo和更新sfoe，使得接收到的帧长度显著增加。使用判决反馈信道估计，帧长度可以增加10倍。由于使用实际符号来估算偏移量，因此不需要导频。

图8是执行本发明所述判决反馈信道估计和其他处理的数字信号处理器(dsp)的方框示意图。中央处理单元(cpu)500是一个有数字信号处理器(dsp)或其他增强如流水线的微处理器，以处理接收到的数据。cpu500执行存储在存储器中的指令520来执行处理流程图6a-6b的操作。

来自物理层如模数转换器(adc)的数据流被输入到存储器510以供cpu500处理，cpu500可使用查找表或专用处理器或数据流水线来接收和同步符号、检测和处理帧前导码、并生成sfo估计。数据可被写入存储器中的帧存储缓冲器522。存储数据缓冲器49可以是帧存储缓冲器522的一部分。

其它实施方式

发明人考虑了若干其他实施例。例如，可以使用图5所示模块和图6流程的其他布置和组合。可以添加额外的步骤和功能。更深或更浅的流水线可以被替代。可以添加各种初始化和开始程序。处理图7中的符号和帧的其他部分的时间可能会有所不同。符号大小可以调整，标准也可以改变。帧中的符号数量可以变化，循环前缀和保护间隔的大小和使用也可以变化。可以有各种数据传输速率和带宽。当一个ofdm符号包含整数个fec单元时，就不需要等待接收到下一个符号。

可以在几个单元之间共享逻辑。例如，sfo获取54可以使用和sfo跟踪器40相同的计算逻辑。矢量数据可以存储在存储数据缓冲器49中，用于前导信道估计器52、50和sfo跟踪器40，或可以使用单独的存储器缓冲器。存储信道估计55可以使用单独的数据缓冲器，或可以存储在与存储数据缓冲器49相同的物理存储器缓冲器中，或存储在更大的物理存储器中。图8是一种实现方法，但本发明并不限于在dsp平台上实现。本发明还可以用专用集成电路(application-specificintegratedcircuit，asic)设计或其他实现来实施。

可以对一些符号执行纠错以产生校正的符号。判决反馈信道估计器50可以跳过这些具有不可纠错的符号，仅对没有误差的符号估计sfo。可以替换各种错误检测和/或纠错。

尽管已经描述了滤波器系数k来对sfoe的滤波调整，但也可以使用其他种类的滤波。可使用各种数字处理例程来执行滤波和其他信号处理任务。

尽管已经描述了正交频分复用(ofdm)接收机，但本发明可用于其他类型的接收机，其中使用多个并行的窄带子载波在物理层上传输输入数据。ofdm的许多变化、扩展和延伸可以被替代。

尽管已经描述了快速傅立叶变换器46执行快速傅立叶变换，但可以替换为离散傅里叶变换(discretefouriertransform，dft)，或可以替换为离散余弦变换(discretecosinetransform，dct)。更一般地，快速傅里叶变换器46可以是时频域变换器，其可以使用fft、dft、dct或类似变换中的任何一种以变换到频域。

为了各种目的，可以在各种节点处添加额外组件，诸如用于断电模式的切断开关、电压移位器、用于设置交流电工作点的偏移电流等。

可以使用硬件、可编程处理器、软件和固件的各种组合来实现功能和模块。可以使用流水线进行并行处理。可以使用各种例程和方法，诸如帧、符号和前缀大小和格式之类的因素也可以变化。

本发明的背景部分可以包含有关本发明问题或环境的背景信息，而不是描述其他人的现有技术。因此，在背景部分中包含材料并不是申请人对现有技术的承认。

这里所述的任何方法或过程是机器实现的或计算机实现的，并旨在由机器、计算机或其他设备执行，并不旨在没有这种机器辅助的情况下仅由人类执行。生成的有形结果可以包括显示设备如计算机显示器、投影设备、音频生成设备和相关媒体设备上的报告或其他机器所生成的显示，还可以包括机器生成的硬拷贝打印输出。其他机器的计算机控制是另一个有形结果。

所述的任何优点和益处可能不适用于本发明的所有实施例。对于权利要求元素中出现的“装置”(“means”)申请人意在该权利要求元素落入35usc第112部分第6段的规定。通常，一个或多个单词的标签在单词“装置”之前。单词“装置”前面的单词是旨在便于参考权利要求元素的标签，并不意图表达结构上的限制。这种装置加功能的权利要求旨在不仅覆盖在此所述的用于执行该功能及其结构等同物的结构，而且覆盖等同的结构。例如，虽然钉子和螺钉具有不同的构造，但它们都具有等同的结构，因为它们都具有紧固功能。未使用“装置”一词的权利要求不落入35usc第112部分第6段的规定。信号通常是电子信号，但也可以是光信号，例如可以通过光纤线传送。

为了说明和描述的目的，前面已经呈现了本发明实施例的描述。这并不意味着穷举或将本发明限制到所披露的确切形式。鉴于上述教义，许多修改和变化是可能的。本发明范围旨在不受限于该详述，而是受限于所附加的权利要求。