用于发射器阵列的线性化的方法、装置和布置与流程
本发明涉及使具有发射器阵列的发射系统线性化的领域，诸如但不限于用于相控阵列发射器的数字预失真。
背景技术：
发射器阵列是具有相应非线性信号分支的两个或更多个发射器的集合，其中来自发射器的信号分支的信号被组合或处理以在单个发射器上实现性能改进。发射器阵列可以用于增加总体发射增益，将发射光束“转向”到特定方向，使其“成形”以具有特定空间形状，或者使信干噪比(sinr)最大化。在相控阵列发射器或相控阵列中，来自发射器阵列的发射器的信号分支的射频信号以正确的相位关系被馈送到各个天线，使得来自单独的天线的无线电波相加在一起以增加期望方向的辐射，同时取消以抑制其他方向的辐射。来自发射器的信号通过由计算机系统或其他控制系统控制的、被称为移相器的设备被馈送到天线，移相器可以通过电子方式改变相位，从而将无线电波束转向到不同方向。由于阵列必须由很多小天线(有时是数千个)组成才能实现高增益，因此相控阵列主要实用于微波，并且尤其是毫米波(mmw)频段中的无线电频谱的高频端，其中天线元件很小。
相控阵列发射器在mmw通信中正在变得越来越普遍，并且是面向第五代(5g)通信网络的新兴技术。5g通信网络支持的预想数据速率针对发射器及其相应分支的线性度设置了主要限制条件，因为高数据速率也需要高线性度。此外，射频(rf)线性度从根本上与功率效率相关。
此外，未来的标准可能要求以总辐射功率(trp)的形式指定阵列的相邻信道功率比(acpr)规范。阵列的任何功能线性化方案都将有助于满足指定要求，或者替代地，使得阵列能够以更好的效率以更接近其饱和的状态操作。
过去，通过使用数字预失真(dpd)技术使rf发射器线性化来解决线性度问题。传统上，dpd用于使得功率放大器能够接近压缩来操作，其中效率被最大化。但是，传统的dpd技术要求每个rf发射器被连接到单独的基带链，而相控阵列则不是这样，在相控阵列中，信号被分为rf域中的若干并行分支。因此，使用相控阵列中的标准方法不可能实现每个单独rf分支的dpd。先前介绍的解决方案甚至将并行分支之间的差异视为问题，这使dpd具有挑战性。
常规的预失真方法主要针对并行发射器分支中的各个功率放大器的线性化，以降低acpr并且提高功率放大器在其回退状态下的效率。
技术实现要素：
本发明的目的是为具有多个并行分支的发射器阵列提供一种改进的线性化概念。
该目的通过权利要求1或10所要求保护的方法、权利要求8所要求保护的装置、权利要求12所要求保护的布置以及权利要求19所要求保护的计算机程序产品来实现。
因此，可以通过有意地改变并行发射器分支的幅度和/或相位特性以使其彼此不同来利用发射器阵列的各个分支中的非线性的定向行为。结果，可以放宽对阵列的非线性分支的规范。因此，分支可以彼此不同，而当前方法要求分支的功率放大器尽可能地相似或被调谐为尽可能地相似。这种调谐是在生产中进行的，这会耗费时间，并且在生产天线阵列发射器时非常繁琐。相比之下，所提出的解决方案为发射器的无线电设计和组件选择提供了更大的自由度，因为可以放松并行分支中的放大器的规范，以实现放大器之间的自然变化。而且，发射器阵列可以通过单个预失真输入来被线性化，而在并行分支的非线性元件上的任何信号幅度差异都可以用来增强到预定方向的发射信号的线性度。该差异可以是有目的实现的，也可能是由于自然组成变化而造成的。
另一优点是，所提出的解决方案可以实现非常简单的预失真模型，因为在使用大量天线和具有相应功率放大器的对应并行非线性分支的情况下，可以对更复杂的现象求平均。系数越小表示宽带信号的算法越简单并且性能越好，因此可以实现到波束形成方向的极佳的误差矢量幅度(evm)，同时可以将总辐射相邻信道功率(tracp)设置为符合正确的模拟功率放大器调谐的规范。tracp被定义为在三维空间上进行积分的相邻信道功率(acp)和信道功率之差。
所提出的发明的另一优点在于，它允许对非线性光束进行整形，并且因此可以为组线性化设置很多不同的目标。除了所提到的在evm与tracp之间的折衷，还可以在受干扰的设备所处的方向上使acp最小化。此外，由于带内失真会在预定方向上产生比实际波束形状更窄的陷波，因此传输的安全性也得到了增强，因为在与预期方向不同的其他方向上接收到的信号会失真更大，并且因此很难由其他用户和/或系统来恢复。
根据第一方面，提供了一种使具有多个非线性分支的发射器阵列线性化的方法，所述发射器阵列用于向预定方向发射，该方法包括：改变发射器阵列上的各个非线性分支的响应以增加非线性分支在其输出特性中的非线性的可变性；针对预定方向，基于组合阵列响应来确定预失真系数；以及使用所确定的预失真系数将预失真应用于经由发射器阵列的多个非线性分支发射的输入信号。
注意，组合响应可以通过预定的查询表等来获取。可以对组合响应进行测量或建模等。另外，预定的查找表可以在发射器阵列的操作期间修改和/或更新。替代地，组合阵列响应可以是测量结果和预定的查找表值的组合。
另外，根据第一方面，提供一种装置，该装置包括：分支控制单元，用于改变发射器阵列上的非线性分支的响应以增加非线性分支在其输出特性中的非线性的可变性；确定单元，用于确定预定方向上的组合阵列响应；系数设置单元，用于基于所确定的阵列响应来确定预失真系数，并且将所确定的预失真系数提供给公共预失真单元以用于将预失真应用于输入信号，输入信号经由发射器阵列的多个非线性分支被发射。
根据第一方面的第一选项，改变可以包括以下至少之一：在非线性分支中提供不同类型或类别的放大器；在非线性分支中提供具有相位字相关增益的移相器；改变非线性分支中的偏置点和/或输入幅度和/或相应放大器的工作电压，以在非线性分支中提供压缩放大器和扩展放大器的混合；以及在非线性分支的放大器和/或天线之间提供不同耦合。
根据第一方面的可以与上述第一选项相结合的第二选项，该变化可以适于在非线性分支之间提供可以用于空中线性化的足够的差异。
根据第一方面的可以与上述第一选项或第二选项相结合的第三选项，测量可以包括经由反馈电路的相应反馈分支在非线性分支的输出处反馈各个响应信号，控制每个反馈分支的相移和衰减以对各个响应信号在预定方向上到接收器的传输信道进行建模，在反馈分支的输出处组合响应信号，以及测量经组合的反馈信号。
根据第一方面的可以与以上第一选项至第三选项中的任何一个相结合的第四选项，确定可以包括应用最小二乘拟合来求解预失真系数。当然，也可以应用其他合适的方法来计算预失真系数。在自适应阵列dpd中，也可以通过自适应滤波方法(诸如最小均方(lms)、递归最小二乘(rls)、卡尔曼滤波等)来求解系数。
根据第一方面的可以与以上第一选项至第四选项中的任何一个相结合的第五选项，预定方向可以不是预期传输方向。因此，如果出于某种原因(例如，为了减少可能与原始波束形成方向不同的某个方向上的相邻信道干扰)而期望，则任何其他方向也可以被线性化。根据第一方面的可以与以上第一选项或第五选项中的任何一个相结合的第六选项，分支控制单元可以适于控制非线性分支中的偏置点和/或输入幅度和/或相应放大器的工作电压，以在非线性分支中提供压缩放大器和扩展放大器的混合。
根据可以用于任何类型的发射器阵列的第二方面，提供了一种确定用于发射器阵列的多个非线性分支的组线性化的预失真系数的方法，该方法包括：经由反馈电路的相应反馈分支在非线性分支的输出处反馈各个响应信号；控制每个反馈分支的相移和衰减以对各个响应信号在预定方向上到接收器的传输信道进行建模；在反馈分支的输出处组合响应信号；以及测量经组合的反馈信号以确定用于组线性化的预失真系数。
另外，根据第二方面，提供一种用于确定用于发射器阵列的多个非线性分支的组线性化的预失真系数的布置，该布置包括：包括多个反馈分支的反馈电路，用于通过反馈分支的相移和衰减单元在非线性分支的输出处反馈各个响应信号，并且在反馈分支的输出处组合响应信号；反馈控制单元，用于控制每个反馈分支的相移和衰减以对各个响应信号的在预定方向上到接收器的传输信道进行建模；以及测量单元，用于测量经组合的反馈信号。
根据第二方面的所提出的反馈方法和布置甚至允许使用常规的预失真技术，同时仍然显著提高相控阵列发射器的线性度和效率。结果，可以显著提高功率放大器阵列的可用功率或在具有高峰均功率比(papr)的调制信号的情况下在回退下的效率。
根据第二方面的第一选项，响应信号的组合可以在射频域中进行。
根据第二方面的可以与上述第一选项相结合的第二选项，反馈电路可以包括用于在通过相移和衰减单元进行反馈之前对各个响应信号进行采样的多个耦合元件。
根据第二方面的可以与上述第一选项或第二选项相结合的第三选项，反馈控制单元可以适于控制每个反馈分支的相移，以提供与为非线性分支中的相关非线性分支而选择的相位值相比具有负号的相位值，以将发射器阵列的发射光束转向预定方向。因此，与相控阵列中的对应相移值相比，反馈中的相移值为负。因此，由于对应分支的复数系数可以表示为复数(即，
根据第二方面的可以与以上第一选项至第三选项中的任何一个相结合的第四选项，反馈电路可以在非线性分支的输出处包括用于分别测量相邻耦合和阻抗匹配效果的多个耦合元件。耦合元件可以是双向耦合器或用于反馈信号检测的其他功率耦合元件，诸如耦合电容器、单向耦合器或无源功率分配电路系统，例如威尔金森功率分配器。
根据第三方面，可以提供一种用于向预定方向发射的具有多个非线性分支的发射器阵列，该发射器阵列包括根据上述第一方面的设备和根据上述第二方面的布置中的至少一项。
根据第四方面，可以提供一种用于与无线通信网络进行通信的移动设备，该移动设备包括根据第三方面的发射器阵列。
根据第五方面，可以提供一种用于提供对无线通信网络的接入的无线电接入设备，该无线电接入设备包括根据第三方面的发射器阵列。
根据第六方面，可以提供一种计算机程序产品，该计算机程序产品包括代码部件，当代码部件在计算机设备上运行时用于产生第一方面和第二方面的方法的步骤。
注意，根据第一方面和第二方面的上述装置可以基于具有分立硬件组件、集成芯片、或芯片模块布置、查找表的分立硬件电路系统来实现，或者基于由存储在存储器中、写在计算机可读介质上或从网络(诸如互联网)下载的软件例程或程序控制的信号处理设备或芯片来实现。
应当理解，权利要求1或10的方法、权利要求8的装置、权利要求12的布置以及权利要求19的计算机程序产品可以具有相似和/或相同的优选实施例，特别是如在从属权利要求中定义的。
应当理解，本发明的优选实施例也可以是从属权利要求或以上实施例与相应独立权利要求的任何组合。
参考下文中描述的实施例，本发明的这些和其他方面将变得很清楚并且得到阐明。
附图说明
在以下附图中：
图1示出了根据第一实施例的相控阵列发射器的预失真系统的示意性框图；
图2示出了根据第二实施例的预失真过程的流程图；
图3示出了在具有阵列预失真和没有阵列预失真的情况下在输入功率的不同偏差下呈转向角的模拟evm的累积分布函数；
图4示出了在具有阵列预失真和没有阵列预失真的情况下在输入功率的不同偏差下的模拟总辐射相邻信道功率比(tracpr)的累积分布函数；
图5示出了根据第三实施例的相控阵列发射器的预失真系统的示意性框图；
图6示出了根据第四实施例的具有相控反馈的阵列预失真系统的示意性框图；
图7示出了根据第五实施例的具有相控反馈的阵列预失真过程的流程图；以及
图8示出了根据第六实施例的可切换相控反馈架构的示意性框图。
具体实施方式
现在基于相控阵列发射器的数字预失真(dpd)系统来描述本发明的实施例，该系统可以受益于并行功率放大器(pa)上的参数变化并且可以在无线通信系统的移动设备或接入设备中实现。
图1示出了根据第一实施例的相控阵列发射器的预失真系统的示意性框图。应当注意，出于清楚的原因，省略了系统的数字信号处理和控制部分(例如，用于波束形成等)。
单个输入信号的波形被提供给dpd单元10，该dpd单元10基于所提供的dpd系数h将数字预失真应用于输入信号并且将预失真的输入信号提供给数模转换器(d/a)20，其在数模转换器(d/a)20处被转换到模拟域，然后由具有本地振荡器(lo)的第一混频器30上变频到rf域并且提供给相控阵列发射器的多个非线性分支。每个非线性分支包括可控移相器40、压控或可变增益放大器(vga)50和pa60的串联连接。pa60的输出经由相应耦合元件65连接到相应天线元件70。
在示例性实现中，天线元件70可以是具有大约5dbi的主瓣增益的贴片天线，并且输入信号可以是具有升高的余弦脉冲整形的100mhz宽的64-qam(正交幅度调制)信号。但是应当注意，也可以使用任何其他合适的天线结构和输入信号调制。
根据第一实施例，通过利用阵列因子(例如，单个天线的方向性函数必须与之相乘以得到整个阵列的方向性的因子)对波束形成方向上的非线性度的组合进行建模和/或测量并且基于经组合的反馈输出求解dpd系数来应用阵列预失真。这是通过反馈接收器80实现的，耦合元件65将pa60的相应分支输出信号的样本提供给该反馈接收器80。反馈接收器80组合采样的分支输出信号并且将经组合的反馈信号在rf域中转发给具有本地振荡器(lo)的第二混频器32，第二混频器32将经组合的反馈信号下变频到基带域并且将其提供给模数转换器(a/d)22。a/d转换器22的数字输出信号被输入到dpd计算单元90，该dpd计算单元90基于阵列因子来确定dpd单元10的dpd系数h。作为示例，dpd系数h可以通过应用最小二乘(ls)拟合来求解。
可以通过逐个采样pa输出并且利用上述阵列因子组合其响应来测量和建模阵列行为。作为替代方案，可以使用反馈结构，该反馈结构“模拟”阵列因子，对rf域中与波束形成值相比具有负相移值的pa输出求和。
随着各个pa60的输入功率的变化，例如通过随机或有目的地控制vga50，它们以不同的功率水平压缩。因此，预压缩会导致某些pa60发生扩展，当压缩扩展行为沿预定方向在接收器的途中通过空中进行组合时，可以补偿其他pa60的压缩，并且该组合可以通过一组可控移相器40来模拟。因此，反馈分支中的移相器40模拟信道，而最终在接收器处接收到的信号实际上是通过空中组合的。
相控阵列发射器需要在装置的生产或操作期间控制发射器的发射功率。最常见的方法之一是为此目的而使用vga50。功率控制算法控制vga操作以产生所需要的预定传输功率。因此，功率控制算法将控制vga50的各个增益以符合组合发射功率要求。功率控制算法可以与dpd算法相结合以优化dpd性能。
图2示出了根据第二实施例的预失真过程的流程图。
第二实施例针对用于相控阵列发射器的线性化方案，该方案利用相控阵列发射器的并行分支的pa元件上的幅度和/或相位变化来通过相对简单的dpd模型来使具有单个dpd输入的整个阵列线性化。如已经提到的，特定反馈结构(例如，如稍后结合图6和8解释的)可以用于测量波束形成方向或要线性化的任何方向的阵列非线性行为。
在步骤201中，通过任何合适的方法在阵列上改变并行pa响应。例如，它们的输入幅度可以改变，或者其偏置点可以改变，或者在同一阵列中甚至可以有不同类别的pa。同样，来自移相器的相位字相关增益或相邻pa或天线之间的耦合的自然变化也可以用于该目的。
然后，在步骤202中，通过任何可能的反馈技术收集经组合的阵列响应，该技术对预定方向(例如，波束形成方向)的阵列响应进行建模。在第四实施例中参考图8描述了这种反馈结构的示例。
在接下来的步骤203中，通过任何合适的方法(诸如简化的ls(最小二乘)拟合)基于所测量的反馈来求解dpd系数。
最后，在步骤204中，将数字预失真应用于由相控阵列发射器发射的输入信号。
图3示出了在具有阵列预失真和没有阵列预失真的情况下在输入功率的不同偏差下呈转向角的模拟evm的累积分布函数。
evm(有时也称为接收星座误差(rce)或调制误差比(mer))是一种用于量化数字无线电发射器或接收器性能的度量。由理想发射器发射或由接收器接收的信号将所有星座点精确地定位在理想位置，但是实现中的各种缺陷(诸如载波泄漏、低镜像抑制比、相位噪声等)会导致实际星座点偏离理想位置。非正式地，evm是这些点与理想位置的距离的度量。噪声、失真、寄生信号和相位噪声都会使evm降级，并且因此evm提供了一种用于数字通信的无线电接收器或发射器的质量的综合度量。
图4示出了在具有阵列预失真和没有阵列预失真的情况下在输入功率的不同偏差下的模拟tracpr的累积分布函数。
在此，假定并行pa的输入功率遵循对数标度的正态分布，其中平均值为0dbm并且标准偏差为σsdb。通过改变σs＝{0；2；4；6；8；10}db和均匀线性阵列(ula)中的天线数(na＝{1；2；4；8；16；32；64；128})来执行模拟。对于每种天线配置和σs，蒙特卡洛仿真重复50次。对于每个参数集，缩放pa上的功率之和，以使得pa60平均以rms输入功率0dbm被驱动。
在图4中示出了在32元素ula的波束形成方向上观察到的evm的累积分布函数(cdf)。如果没有所提出的dpd，则evm仅随着输入功率的偏差的增加而略有增加。当改变输入时，各个pa的非线性度的相关性降低，从而将部分失真平均化。然而，通过适当设计的dpd，可以显著增强这种效果，如图4中带有dpd的cdf所示。pa之间的非线性度差异越大，则在阵列远场中可以实现的evm越好。因此，通过利用所提出的阵列预失真，由于pa彼此部分抵消，因此整体阵列响应更加平滑，并且线性化可以集中在组合响应上。
当改变pa输入功率时，evm结果有所改善，而tracpr结果却变得更差。由于某些pa甚至在饱和时也可能被驱动，因此，随着变化量增加，总acpr也会增加。就trp而言，仅带外失真的相关部分可以被线性化。因此，随着pa上的偏差增加，非线性变得越来越不相关，这会降低在具有dpd和没有dpd时的tracpr性能。但是，在所有情况下，具有dpd的tracpr都比没有dpd的tracpr要好。实际上，这表示线性化策略可以是改善tracpr直到达到某个目标并且将其余部分用于沿预定方向改善evm以实现高数据速率。
图5示出了根据第三实施例的相控阵列发射器的预失真系统的示意性框图。再次，应当指出，出于清楚的原因，省略了系统的数字信号处理和控制部分(例如，用于波束形成等)。而且，鉴于图1的框图与图5的框图之间的相似性，相同的部分不再赘述。而是，参考图1的描述。
根据图5的第三实施例的预失真系统包括控制单元(例如，处理器单元等)92，该控制单元92经由可控衰减器元件85收集pa60的采样输出并且根据阵列天线70的阵列因子形成阵列响应。另外，控制单元92为可控移相器40的相位控制、vga50的增益控制、pa60的偏置控制以及可控衰减器元件85对耦合元件65的反馈控制中的至少一项提供控制输出。
因此，控制单元92可以控制pa60的偏置或模拟域中的pa输入处的输入功率电平以使其足够不同，从而可以使所有pa60的组合响应的压缩更平滑。当通过任何现有反馈方法(例如，如图8的第四实施例中)测量组合响应并且通过使用组合响应来应用dpd时，dpd具有扩展形状。因此，可以控制压缩较少的pa进行扩展，以便它们可以补偿接近饱和的其他pa的压缩。换言之，无需任何实际的模拟线性化方案即可控制pa相互线性化。
更具体地，预失真系统的控制单元92控制可控移相器40、vga50(如果使用的话)和/或pa偏置点和/或pa60的工作电压的波束形成系数。选择移相器字使得光束转向预定方向。
然后，基于任何反馈技术在控制单元92处对预定方向测量pa阵列的响应，并且经组合的pa响应由计算单元92利用以求解dpd系数h。最后，由dpd单元10将单个dpd应用到波束形成阵列发射器的输入信号。
如果所有pa60均是相似的，即，如果pa响应没有变化，则dpd将同时使所有pa60线性化，并且dpd的操作将等效于单个pa的线性化。然而，pa60从不完全相似，即，pa响应中总是存在差异。这些差异可以来自自然组成变化、移相器40的相位字相关幅度误差、pa60的偏置点的差异、工作电压的差异等。这些差异也可以有意地足够大以至于它可以用于空中(ota)线性化。因此，pa分支上的任何差异可以被用来提高到预定方向的线性度，因为可以拟合公共响应以使得pa60可以在波束形成方向上彼此抵消。引入的变化越多，dpd模型和实现就越简单(即，系数越少)。这提供了用以对抗记忆效应和对于宽带信号的线性化具有挑战性的其他现象的强大的工具。由于大多数较复杂的非线性效应将通过以灵巧的方式改变pa响应，从而通过大量pa平均化，因此即使对于宽带信号，其余部分也相对容易线性化。
在实践中，阵列dpd调节也应当适用于不同的波束形成系数。在2017年的2017ieeemtt-s国际微波研讨会(ims)的honololu的hi的第1165-1168页的n.tervo、j.aikio、t.tuovinen、t.rahkonen和a.
然而，应当注意，与本实施例相反，以上公开涉及“幅度衰减”方法，其中引入变化仅是为了波束形成目的，而不是为了线性化目的。图6示出了根据第四实施例的具有相控反馈的阵列预失真系统的示意性框图。再次，应当指出，出于清楚的原因，省略了系统的数字信号处理和控制部分(例如，用于波束形成等)。而且，鉴于图1的框图与图6的框图之间的相似性，相同的部分不再赘述。而是参考图1的描述。
与第一至第三实施例相对而言，第四实施例的反馈架构使得能够利用传统的dpd技术，同时仍然实现相控阵列发射器的线性度和效率两者的显著提高。pa60从不完全相似，即，pa响应中始终存在差异。这使得将它们线性化为组是具有挑战性的。可以使用pa分支上的任何差异来提高到预定方向上的线性度，因为可以拟合公共响应，以使得pa60的失真效果可以在波束形成方向上彼此抵消。
由于所提出的反馈架构将rf域中的信号相加，因为它们将合计到预定方向，所以pa差异的影响由反馈架构自动测量。因此，允许pa响应在整个阵列上变化，通过相对简单的dpd模型，可以在预定方向上获取甚至更好的evm和acpr结果，因为已知很多有害的非线性效应会在反馈架构中和在无线电信道中平均化。
根据图6，pa60的相应输出处的各个响应由耦合元件65采样，并且被提供给反馈网络，该反馈网络包括带有可控移相器82和可控衰减器82的多个反馈分支。反馈控制单元(未示出)控制可控移相器82和可控衰减器84，以对每个反馈分支应用相移和衰减值，以对在预定方向上到接收器的信道进行模拟，即，对pa输出进行加权以对它们如何被发射到某个空间方向进行建模。反馈分支在rf域中被组合，以对波束形成方向或期望测量阵列行为的任何方向的组合阵列响应进行建模，从而反映相控阵列的阵列因子。通过调节每个反馈分支的可控衰减器82，也可以针对反馈分支引入连接到每个非线性rf分支的天线元件之间的差异。然后，经组合的阵列反馈信号由混频器32下变频并且由a/d转换器22转换到数字域。数字组合输出信号被提供给收集单元96，收集单元96收集组合pa输出并且形成阵列响应，该阵列响应被提供给计算单元98，在计算单元98中，dpd系数h被计算并且被提供给dpd单元10。
因此，在第四实施例的预失真系统中，通过将从rf域中的相应耦合元件65获取的反馈信号与正确的相移值进行组合以在远场中模拟在预定方向上到接收器的无线电信道，从而为相控阵列发射器在空间上对非线性pa响应进行建模。因此，图8的所提出的反馈架构使得也可以将简化的dpd方案用于多个并行pa。
因此，可以通过传导测量来模拟非线性的远场行为，并且从而允许预失真系统在传输过程中实时使用任何rf波束形成器来测量非线性阵列模式。通过使用所提出的反馈网络，可以实现波束形成阵列的方向相关dpd。因此，由于阵列只有一个输入并且只有一个经组合的反馈输出，因此提供了用于线性化的单输入单输出(siso)系统。pa响应之间的固有差异或目标差异会在反馈网络中合并，因为它们会在波束形成方向上的无线电信道中合并并且因此不需要分别建模。
根据第四实施例的所提出的反馈架构也可以与上述第一至第三实施例的阵列dpd技术结合使用。所提出的相控反馈只有一个输出用于基带(bb)，这使得能够甚至将标准的dpd模型(诸如volterra系列、记忆多项式等)用于dpd。由于在rf中组合了响应，因此无需在pa分支上进行进一步处理，从而可以针对变化的转向角实现自适应dpd。
图7示出了根据第五实施例的具有相控反馈的阵列预失真过程的流程图。
根据第五实施例的相控反馈过程从步骤701开始，其中在相控阵列发射器的非线性分支中对可控移相器和vga(如果使用的话)(或用于改变信号幅度和相位的任何组件)的波束形成系数进行调节。更具体地，选择移相器字，使得相控阵列发射器的发射波束被转向到预定方向。
然后，在步骤702中，例如通过耦合元件对非线性分支的pa的输出信号进行采样作为反馈信号，并且然后将其路由通过外部移相器和衰减器。在对视线(los)信道建模的最简单情况下，与在步骤701中选择的相移值相比，可以将外部移相器的相值设置为负号。
在接下来的步骤703中，在相移之后在rf域中组合并行反馈信号。因此，组合响应模拟波束形成方向的信道行为。因此，反馈信号类似于阵列在预定方向上的波束形成响应。并行非线性与反馈信号相加，就像它们在天线阵列远场中相加一样。
最后，在步骤704中，测量经组合的反馈信号以求解相控阵列输入的dpd系数。
所应用的dpd过程使用单个dpd多项式来使整个阵列线性化。因此，来自相控阵列的发射信号可以被线性化到预定方向。
图8示出了根据第五实施例的可切换相控反馈架构的示意性框图。第五实施例还能够测量互耦合和不完美的阻抗匹配的效果，并且因此能够处理诸如来自相邻pa的负载牵引(pa牵引彼此的阻抗)等有害影响，而且还能够利用这种负载牵引来提高pa阵列的效率。
图8的相控反馈rf域架构仅对应于反馈部分，并且可以与诸如先前实施例之一等各种发射器阵列组合。双向耦合器66连接到pa60的输出，以允许在pa的输出处对信号进行方向相关采样。另外，组合的开关和移相器单元86在每个反馈分支中提供并且连接到相应双向耦合器66的两个输出。组合的开关和移相器单元86使得能够以不同模式使用发射器阵列以经由相应组合器88组合不同反馈信号。在正向模式下，开关反馈架构以常规模式运行，并且对相应pa60到其天线元件的传输输出信号进行采样。另外，在反向模式下，开关反馈架构对相反方向(即，反射)上的相应pa60的输出处的信号进行采样，从而可以分别测量不完美的阻抗匹配和来自相邻pa的自适应负载牵引的影响。模式之间的切换功能可以用于在正向和反向反馈模式之间分离，从而根据第五实施例的可切换相控反馈架构可以对两种效果进行建模并且将它们应用于dpd。
然而，应当注意，图8中的开关和移相器单元86的开关功能也可以由两个独立的反馈电路代替，这允许同时测量负载牵引和/或阻抗匹配和/或前向阵列行为的影响。
总而言之，已经描述了一种用于使用于向预定方向发射的、具有多个非线性分支的发射器阵列线性化的方法、装置和布置，其中可以有目的地使非线性分支不同以获取发射器阵列上的非线性分支的变化的响应。经由对预定方向的阵列响应进行建模的反馈结构来确定经组合的阵列响应，并且基于所测量的阵列响应来确定预失真系数。具有多个反馈分支的反馈电路可以用于通过反馈分支的相移和衰减单元在非线性分支的输出处反馈各个响应信号，并且在反馈分支的输出处组合响应信号，其中控制每个反馈分支的相移和衰减，以对各个响应信号在预定方向上到接收器的传输信道进行建模。因此，可以提供一种线性化方案，该方案利用非线性分支上的变化来利用单个预失真输入来使整个阵列线性化。
尽管已经在附图和前面的描述中详细示出和描述了本发明，但是这样的示出和描述应当被认为是说明性或示例性的而不是限制性的。本发明不限于所公开的实施例，并且可以应用于具有多个非线性分支的任何类型的发射器阵列。
通过研究附图、公开内容和所附权利要求，本领域技术人员在实践所要求保护的发明时可以理解和实现所公开的实施例的其他变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元素或步骤，并且不定冠词“一个(a)”或“一个(an)”不排除多个。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中记载的若干项的功能。在互不相同的从属权利要求中记载某些措施的事实并不表示不能有利地使用这些措施的组合。
前面的描述详述了本发明的某些实施例。然而，应当理解，无论前述内容在文本中呈现的多么详细，本发明都可以以很多方式来实践，并且因此不限于所公开的实施例。应当注意，当描述本发明的某些特征或方面时，使用特定术语并不表示暗示该术语在本文中被重新定义为限于包括与该术语相关联的本发明的特征或方面的任何特定特性。
单个单元或设备可以实现权利要求中记载的若干项的功能。在互不相同的从属权利要求中记载某些措施的事实并不表示不能有利地使用这些措施的组合。
如图2和7中指示的所描述的过程可以实现为计算机程序的程序代码装置和/或实现为专用硬件。该计算机程序可以被存储和/或分布在适当的介质(诸如光学存储介质或固态介质)上，与其他硬件一起提供或作为其一部分提供，但是也可以以其他形式分布，诸如经由互联网或其他有线或无线电信系统。
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