一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法与流程

本发明涉及复杂室外多天线无线通信技术领域，特别是一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法。

背景技术：

随着移动通信业务的蓬勃发展，如何让有限的频谱资源更好地为人类服务逐渐成为横亘在移动设备商和运营商面前的一项迫在眉睫的问题。针对这一问题，一方面需要研发和启用新的微波频段(比如毫米波频段)，另一方面则需要研究其他新技术以提高频谱利用率。多天线mimo(multipleinputmultipleoutput)传输技术就是这样一种新技术，由于mimo系统在发射端和接收端都配备有多根天线，能够充分利用无线信道的多径传播特性，建立空间并行传输通道来提高系统的频谱利用率，使得同样的系统能够服务于更多的用户，还可以有效对抗和抑制信道衰落。不过，mimo传输系统实际性能的好坏受到电波传播环境的极大制约，也会受到电波传播过程中不同路径之间的相关性、时延扩展和角度扩展等因素的影响，这就需要对mimo系统的信道模型进行深入的研究和探索。目前国内外普遍采用射线跟踪法对mimo系统传输信道进行建模；这种方法的基本思想是对传播过程中的散射体进行随机建模，并据此模拟信号的复杂传播。本发明所涉及的3gpp-scm(spatialchannelmodel)信道模型就是一种典型的基于射线法的室外系统级空间衰落信道模型，该模型涵盖了三种不同的室外场景：城市宏蜂窝、城市微蜂窝以及郊区宏蜂窝。近年来由于大规模mimo多天线传输技术在新一代无线通信产业中的标准化及广泛应用，使得不论基站发射端还是小尺寸接收机端都存在于非常有限的空间尺寸上需配置众多数量天线的问题，这将无可避免地会于天线阵元间产生强烈的所谓“电磁耦合”效应。已有的理论研究结果显示，阵元电磁耦合效应将对mimo系统的性能，比如信道容量、小区平均误码率、中断概率等产生极大影响，故而在无线传输信道的模拟过程中必须充分考虑这一新的影响因素。不过，目前已有的、作为通信业界新一代移动通信信道标准的3gpp-scm信道模型却没能考虑到这一不利因素，故而其模型无法正确模拟天线阵元间存在电磁耦合效应时的信道各参量，有必要对其进行改善。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是克服现有技术的不足而提供一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法，本发明能够更加准确地描述现代诸如紧凑型多天线mimo系统中的信道特性，补充、完善现有3gpp-scm空间衰落信道的应用场景。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

根据本发明提出的一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法，宏小区和微小区情形下mc-scm信道模型实时信道参数生成的步骤如下：

确定基站bs和移动台ms的距离和方向参数；

确定时延扩展σds、角度扩展σas、阴影衰落σsf，每簇的时延分量，每簇的平均功率pn，每簇的平均离开角δn,aod，bs端每簇内子径的功率、相位、离开角的偏移值δn,m,aod，每簇的平均到达角δn,aoa；ms端每簇内子径到达角的偏移值δn,m,aoa；bs和ms端簇内子径的天线增益；

当选择的环境为城市宏小区或郊区宏小区；则执行步骤①，当选择的环境为微小区，则执行步骤②；

步骤①、根据以上步骤中的参数生成bs端第s根发射天线与ms侧第u根接收天线间第n簇路径的信道系数hu,s,n(t)表达式：

其中，m表示与每个主径即簇相关联的子径总数，t代表时间，为加入天线阵元间的电磁耦合效应后ms端簇内子径的天线增益，gbs(θn,m,aod)为bs端簇内子径的天线增益，j为虚数单位，θn，m，aod表示bs第n条路径的第m条子径离开角的绝对值，相对于bs阵列的垂直方向；θn，m，aoa表示ms第n条路径的第m条子径到达角的绝对值，相对于ms阵列的垂直方向；φn，m表示与第n个簇相关联的第m条子径的相位，其在(0，2π)内服从均匀分布；||v||为速度幅值，θv为相对于ms阵列的垂直方向的速度矢量v的角度；ds为bs侧第s根天线与其第一根的距离，s＝1,...,s，s表示bs侧天线的总数；du为ms侧第u根天线与其第一根的距离，u＝1,...,u，u表示ms侧天线的总数；波数k＝2π/λ，λ为载波波长；

步骤②、根据以上步骤中的参数生成bs侧第s根发射天线与ms侧第u根接收天线间第n簇路径的包含耦合效应的信道系数表达式：

非直达径nlos情形：其信道系数表达式与步骤a中的宏小区一致；

直达径los情形：

式中，θbs为bs与ms之间直视径的离开角，相对于bs阵列的垂直方向取值；θms为bs与ms之间直视径的离开角，相对于ms阵列的垂直方向取值；gbs(θbs)为存在直达径los时bs端簇内子径的天线增益，φlos为直达径分量的相位，k为莱斯因子。

作为本发明所述的一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法进一步优化方案，具体步骤如下：

步骤1、确定距离和方向参数：给定基站bs和移动台ms的位置，以此确定d,θbs,θms以及路径损耗的大小；其中，d为bs与ms之间的距离；θbs为bs与ms之间直视径的离开角，相对于bs阵列的垂直方向取值；θms为bs与ms之间直视径的离开角，相对于ms阵列的垂直方向取值；ωms,θv均为服从[0～2π]均匀分布的随机数；其中，ωms为ms阵列方向，是ms阵列的垂直方向与参考方向的角度差；θv为相对于ms阵列的垂直方向的速度矢量v的角度：θv＝arg(v)；速度幅值||v||由速度分布决定；

步骤2、确定σds,σas,σsf；其中，σds表示时延扩展；σas表示角度扩展；σsf表示阴影衰落；

步骤3、确定每簇的时延分量：其中，n为每条传输路径中的主径或簇的总数，tc为码片间隔，第n条主径的随机时延τ′(n)由随机数τ'n＝rdsσdslnzn升序排序所得，即τ'(n)＞τ'(n-1)＞…＞τ'(1)，且每一个值都要减去最小值τ'(1)；延迟扩展比例因子rds由3gpp协议确定，随机变量zn服从[0～1]的均匀分布，σds由步骤2给出；函数floor(*)表示向下取整操作；

步骤4、确定每簇的平均功率pn：

式中，为簇功率非归一化表现形式，p'j为每条传输路径中的簇总数n等于6时第j个簇的非归一化功率，j＝1,…,6，独立的高斯随机变量其中σrnd是固定值的标准差；

步骤5、确定每簇的平均离开角aod即δn,aod：δn,aod＝δ′(n),n＝1,...,n，式中，独立的高斯随机变量δ′(n)由随机数升序排序所得，标准差σaod＝rasσas，角度扩展比例因子ras由3gpp协议给出，σas由步骤2给出；

步骤6、确定bs端每簇内子径的功率、相位、离开角的偏移值δn,m,aod：pn,m＝pn/m，φn,m～u(0,2π)，其中，m＝1，...，m，m表示与每个主径即簇相关联的子径总数；pn，m表示与第n个簇相关联的第m条子径的功率；φn，m表示与第n个簇相关联的第m条子径的相位，其在(0，2π)内服从均匀分布；

步骤7、确定每簇的平均到达角δn,aoa：其中，标准差σaoa＝104.12(1-exp(-0.2175|10log10(pn)|))；

步骤8、确定ms端每簇内子径到达角的偏移值即δn，m，aoa：其中，标准差σaoa(pr)＝104.12(1-exp(-0.2175|10log10(pr)|))，pr表示接收功率；

步骤9、确定bs和ms端簇内子径的天线增益gbs(θn,m,aod)、

分别为θn,m,aod和θn,m,aoa的函数，

且θn,m,aod＝θbs+δn,aod+δn,m,aod,θn,m,aoa＝θms+δn,aoa+δn,m,aoa，θn，m，aod表示bs第n条路径的第m条子径离开角的绝对值，相对于bs阵列的垂直方向；θn，m，aoa表示ms第n条路径的第m条子径到达角的绝对值，相对于ms阵列的垂直方向；δn，m，aod表示第n条路径的第m条子径相对于δn,aod的角度偏移；δn，m，aoa表示第n条路径的第m条子径相对于δn,aoa的角度偏移；

ms端天线之间存在电磁耦合效应，因此的值由

公式f^c(θ)＝crf^nc(θ)计算获得，其中，f^c(θ)为考虑天线阵元间电磁耦合效应时各天线阵元上的耦合接收信号矢量，cr为天线阵元间耦合传输的信道系数矩阵，f^nc(θ)为不考虑天线阵元间电磁耦合效应时各天线阵元上的接收信号矢量；

步骤10、当选择的环境为城市宏小区或郊区宏小区；则执行步骤a，当选择的环境为微小区，则执行步骤b；

步骤a、根据步骤1-9中的参数生成bs端第s根发射天线与ms侧第u根接收天线间第n簇路径的信道系数hu,s,n(t)表达式：

其中，t表示时间；ds为bs侧第s根天线与其第一根的距离，s＝1,...,s，s表示bs侧天线的总数；du为ms侧第u根天线与其第一根的距离，u＝1,...,u，u表示ms侧天线的总数；波数k＝2π/λ，λ为载波波长；为加入天线阵元间的电磁耦合效应后ms端簇内子径的天线增益，gbs(θn,m,aod)为bs端簇内子径的天线增益；

步骤b、根据步骤1-9中的参数生成bs侧第s根发射天线与ms侧第u根接收天线间第n簇路径的包含耦合效应的信道系数表达式：

非直达径nlos情形：其信道系数表达式与步骤a中的宏小区一致；

直达径los情形：

式中，φlos为直达径分量的相位，k为莱斯因子，gbs(θbs)为存在直达径los时bs端簇内子径的天线增益，为加入天线阵元间的电磁耦合效应后ms端簇内子径的天线增益。

作为本发明所述的一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法进一步优化方案，步骤1中的参考方向为北。

作为本发明所述的一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法进一步优化方案，步骤3中，rds在郊区宏蜂窝下为1.4，在城市宏蜂窝下为1.7。

作为本发明所述的一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法进一步优化方案，步骤4中σrnd＝3db。

作为本发明所述的一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法进一步优化方案，步骤5中，ras在郊区宏蜂窝下为1.2，在城市宏蜂窝下为1.3。

作为本发明所述的一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法进一步优化方案，步骤9中，计算ms端簇内子径的天线增益时加入了该端天线阵元之间的电磁耦合效应。

作为本发明所述的一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法进一步优化方案，步骤10中的步骤a中，计算城市宏小区或郊区宏小区的信道系数时加入了ms端天线阵元之间的电磁耦合效应。

作为本发明所述的一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法进一步优化方案，步骤10中的步骤b中，计算微小区的信道系数时加入了ms端天线阵元之间的电磁耦合效应。

作为本发明所述的一种模拟多天线室外空间耦合衰落传播特性的方法进一步优化方案，步骤6中将阴影衰落σsf应用到信道模型中，则步骤6中的子径功率pn,m则变为：pn,m＝pnσsf/m。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

(1)本发明是基于3gpptr25.996协议建立的一种系统级传统空间信道模型3gpp-scm，通过引入天线阵元间的电磁耦合效应，设计了一种适用于室外耦合多天线mimo系统传播特性的新型mc-scm(mutualcouplingscm)方法，完善现有室外3gpp-scm信道建模架构，使之能够模拟和评估新一代紧凑型多天线mimo传输系统的电波传输特性和系统性能；

(2)本发明能够最大程度上逼近考虑了天线阵元间电磁耦合效应的室外紧凑型多天线系统的电波传播特性，可为紧凑型mimo系统的软硬件设计、整体系统性能仿真与评估提供服务与参考。

附图说明

图1为室外环境多天线传输系统耦合接收等效网络模型。

图2为平行偶极子天线阵元构造图及电场分布。

图3为均匀分布pas(powerazimuthspectrum，角度功率谱)下空间相关系数随耦合效应及aoa(angleofarrival，到达角)变化情况；其中，(a)为d/λ＝0.2，(b)为d/λ＝2。

图4为本发明所提新型mc-scm信道模拟方法的具体软件实现流程。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例对本发明进行详细描述。

本发明拟在传统室外3gpp-scm信道模型的基础上，根据天线电磁理论，提出了一种能够模拟多天线室外空间耦合衰落信道参量的新方法；该方法由于充分考虑了室外传播环境中天线各阵元间电磁耦合效应的影响，故而能够更加准确地描述现代诸如紧凑型多天线mimo系统中的信道特性，补充、完善现有3gpp-scm空间衰落信道的应用场景。

本发明的实施目标是在室外复杂多天线传输环境中，构造一种最大程度上逼近实际耦合多天线传输环境信道特性的有效方法，亦即将用户端或基站端天线阵元间因尺寸受限而引发的电磁耦合效应加以考虑，修正传统3gpp-scm模型无法正确模拟存在耦合效应时的紧凑型mimo系统，从而扩展和完善标准化scm信道的建模。

考虑三种实际室外应用环境：郊区宏蜂窝、城市宏蜂窝和城市微蜂窝。划分三种环境的因素是两个基站之间的距离：郊区宏蜂窝和城市宏蜂窝的基站之间的距离大约是3km，而城市微蜂窝的基站之间的距离则小于1km。为了排除障碍物及外界环境的干扰，宏蜂窝的基站天线通常放置在高于屋顶的位置，微蜂窝通常假设基站天线布设在屋顶。当基站采用大规模mimo天线阵时(此时天线数量可以达到上百根)，或者移动终端也采用较多收发天线时，由于受到天线装配面外观、风阻等因素的影响，装配面的尺寸必须限制在一个非常有限的面积之内，这就必然导致天线阵元之间的距离会非常接近，引发阵元间的电磁耦合效应。下面考虑接收端天线阵元间存在耦合效应时的数学建模问题。

图1所示为室外传输环境多天线传输系统耦合接收等效网络模型，其中符号zl1,…,zlnr是各天线的负载阻抗，za1,…,zanr是天线自阻抗，vs1,…,vsnr为空间来波激励所产生的入射电压；由于天线单元间距有限，需考虑天线间的耦合效应，根据微波天线电磁耦合理论，天线间的耦合效应作用可以用图中的耦合网络来表示，则天线阵元间耦合传输的信道系数矩阵cr的数学表达式如下：

上式中为nr阶单位矩阵，zl为天线负载矩阵，z为阵元间的互阻抗矩阵，za为各天线阵元的自阻抗矩阵。

本发明以四元方阵天线阵列为例，分析加入天线阵元间电磁耦合效应的信道模型。同时，对于每根天线阵元之间的构造，本发明选取图2中两个相互平行的半波偶极子天线为例，根据天线理论知识可以给出加入耦合效应后系统相关系数的计算公式。为此，需先计算图2中两个相互平行的半波偶极子天线阵元a1和a2间的互耦阻抗：

上式中符号r和x分别代表两个相互平行的半波偶极子天线阵元a1和a2间复阻抗z12的实部与虚部；j为虚数单位；k＝2π/λ为波数，λ为载波波长；d为天线间距，l为天线长度；余弦积分ci(x)和正弦积分si(x)的计算表达式定义如下：

其中，x为自变量，v为积分哑元。

而本发明作为例子的四元方阵天线阵列由紧凑排列的四根偶极子天线组成，不失一般性，每根偶极子天线的自阻抗满足z11＝z22＝z33＝z44；假设天线端接的负载相同即zl1＝zl2＝zl3＝zl4，代入公式(1)经化简可得到四元方阵天线阵列的天线阵元间耦合传输的信道系数矩阵为：

cr＝(zl1+z11)(zl+z)^-1(4)

式中

其中，zpq(p＝1、2、3、4,q＝1、2、3、4,p≠q)为四元方阵天线阵列中每根偶极子天线分别与其他三根偶极子天线之间的互耦阻抗；p,q仅是计数单位，表明该天线阵列中有四根偶极子天线。

在实际情况下，天线之间的耦合会对接收信号的相关性产生极大影响，进而影响到系统最终的信道容量也即无差错信息传输速率；显然，若信道模型中不能反映阵元间耦合效应的影响，将导致按原模型建模的系统在系统仿真性能、硬件设计指标等方面产生偏差。

将阵元间的耦合效应考虑在内时，耦合接收信号矢量为f^c(θ)＝crf^nc(θ)，式中f^nc(θ)＝[h1(θ),h2(θ)e^{j2πsin(θ)d/λ},h3(θ)e^{j2πsin(θ)2d/λ},h4(θ)e^{j2πsin(θ)3d/λ}]^t是不计耦合时天线各阵元上的接收信号，其中e是自然对数的底数，近似等于2.718281828；θ表示角度；t表示矩阵转置；hi(θ),1≤i≤4为各阵元不计耦合时在俯仰面内的天线辐射方向图，一般而言它们是近似相等的。任意两个阵元a与b的接收信号的相关系数ρ(a,b)可由下式计算：

上式中θ0表示接收到的信号来波与天线阵元之间的夹角；*表示取共轭复数；fa(θ)和fb(θ)分别代表耦合接收信号矢量f^c(θ)的第a个和第b个元素，p(θ)则代表来波角谱在(-π,π)内的概率密度函数。

图3即是电磁耦合效应在接收端入射波pas呈均匀分布时对紧耦合mimo系统空间相关系数的影响效果图。其中，图3中的(a)为d/λ＝0.2，图3中的(b)为d/λ＝2。从图中可以看出，耦合效应在一定程度上能够削弱信号之间的相关性；不过，随着归一化天线间隔的逐渐增大，耦合效应对系统空间相关系数的影响越来越小。图4则是本发明所提出的引入天线阵元间耦合效应时，适合于紧耦合mimo系统的新室外空间衰落信道模型(mc-scm)信道参数生成的具体实现流程图，mc-scm的含义是加入耦合效应的空间信道模型。下面则总结了宏小区和微小区情形下mc-scm信道模型实时信道参数生成的具体步骤。

引入电磁耦合效应的mc-scm信道模型宏小区环境下信道参数生成步骤：

步骤1、选择环境：城市宏小区或郊区宏小区。

步骤2、确定距离和方向参数：给定基站(bs)和移动台(ms)位置，以此确定d,θbs,θms以及路径损耗的大小(符号d为bs与ms之间的距离；θbs为bs与ms之间直视径的离开角，相对于bs阵列的垂直方向取值；θms为bs与ms之间直视径的离开角，相对于ms阵列的垂直方向取值)；ωms,θv均为服从[0～2π]均匀分布的随机数(符号ωms为ms天线阵列方向，是ms阵列的垂直方向与参考方向(北)的角度差；θv为相对于ms阵列的垂直方向的速度矢量v的角度：θv＝arg(v))；速度幅值||v||由速度分布决定。

步骤3、确定σds,σas,σsf(符号σds表示时延扩展；σas表示角度扩展；σsf表示阴影衰落)。

步骤4、确定每簇的时延分量：其中，n为每条传输路径中的主径或簇的总数，tc为码片间隔，第n条主径的随机时延τ′(n)由随机数τ′n＝rdsσdslnzn升序排序所得，即τ′(n)＞τ′(n-1)＞…＞τ′(1)，且每一个值都要减去最小值τ′(1)；延迟扩展比例因子rds由3gpp协议确定，随机变量zn服从[0～1]的均匀分布，σds由步骤3给出；函数floor(*)表示向下取整操作；

步骤5、确定每簇的平均功率pn：

式中，为簇功率非归一化表现形式，p'j为每条传输路径中的簇总数n等于6时第j个簇的非归一化功率，j＝1,…,6，独立的高斯随机变量其中σrnd是固定值的标准差；

步骤6、确定每簇的平均离开角aod即δn,aod：δn,aod＝δ′(n),n＝1,...,n，式中，独立的高斯随机变量δ′(n)由随机数升序排序所得，标准差σaod＝rasσas，角度扩展比例因子ras由3gpp协议给出，σas由步骤3给出；

步骤7、确定bs端每簇内子径的功率、相位、离开角的偏移值δn,m,aod：pn,m＝pn/m，φn,m～u(0,2π)，其中，m＝1，...，m，m表示与每个主径即簇相关联的子径总数；pn，m表示与第n个簇相关联的第m条子径的功率；φn，m表示与第n个簇相关联的第m条子径的相位，其在(0，2π)内服从均匀分布；

步骤8、确定每簇的平均到达角δn,aoa：其中，标准差σaoa＝104.12(1-exp(-0.2175|10log10(pn)|))；

步骤9、确定ms端每簇内子径到达角的偏移值即δn，m，aoa：其中，标准差σaoa(pr)＝104.12(1-exp(-0.2175|10log10(pr)|))，pr表示接收功率；

步骤10、确定bs和ms端簇内子径的天线增益

分别为θn,m,aod和θn,m,aoa的函数，

且θn,m,aod＝θbs+δn,aod+δn,m,aod,θn,m,aoa＝θms+δn,aoa+δn,m,aoa，θn，m，aod表示bs第n条路径的第m条子径离开角的绝对值，相对于bs阵列的垂直方向；θn，m，aoa表示ms第n条路径的第m条子径到达角的绝对值，相对于ms阵列的垂直方向；δn，m，aod表示第n条路径的第m条子径相对于δn,aod的角度偏移；δn，m，aoa表示第n条路径的第m条子径相对于δn,aoa的角度偏移；

ms端天线之间存在电磁耦合效应，因此的值由

公式f^c(θ)＝crf^nc(θ)计算获得，其中，f^c(θ)为考虑天线阵元间电磁耦合效应时各天线阵元上的耦合接收信号矢量，cr为天线阵元间耦合传输的信道系数矩阵，f^nc(θ)为不考虑天线阵元间电磁耦合效应时各天线阵元上的接收信号矢量；

步骤11、如果将sf(阴影衰落)即步骤3中的σsf应用到信道模型中，则步骤7中的子径功率pn，m需更改为pn,m＝pnσsf/m。

步骤12、根据上述参数可生成bs端第s根发射天线与ms侧第u根接收天线间第n簇路径的信道系数表达式：

式中，ds,s＝1,...,s为bs侧第s根天线与其第一根的距离，du,u＝1,...,u为ms侧第u根天线与其第一根的距离，k＝2π/λ为波数(λ为载波波长)。

引入电磁耦合效应的mc-scm信道模型微小区环境下信道参数生成步骤：

步骤1-11：和上面的步骤1-11相同；

步骤12：根据上述参数可生成bs侧第s根发射天线与ms侧第u根接收天线间第n簇路径的包含耦合效应的信道系数表达式：

nlos(非直达径)情形：其信道系数表达式与上述宏小区一致

los(直达径)情形：

式中，φlos为直达径分量的相位，k为莱斯因子。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围内。