单载波扩频系统的精确同步定时方法及精确同步定时装置与流程

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种单载波扩频系统的精确同步定时方法及精确同步定时装置。

背景技术：

时间同步系统总体方案设计如图1，整个系统由4个同步站组成，1个基准基站(地面站或者主站，简称为a)，3个目标基站(流动站或者从站，分别简称为b1、b2、b3)。4个基站同时产生秒脉冲，主站产生100mhz时钟信号，要求主站与从站在不低于10km距离时守时精度不低于4ns，例如图1中，主站与从站之间的距离为50km。目前成熟的时间同步技术有单向定时技术、双向定时技术、定位授时技术及双向时间对比技术等，其中双向时间对比技术具有实时性好、初始化时间短、环境适应性好等特点，尤其双向时间对比技术守时精度较高，从技术上比较符合实际需要。

双向时间对比技术的主要原理如图2所示。用1个基准基站和1个目标基站的时钟同步过程来简要描述双向时间对比技术的工作原理。基准基站和目标基站通过晶振时钟产生各自的时间标准，并在独立的时间标准下产生的时间工作。假设a和b1晶振时钟的时间差为δt，通过时间比对信号，如果能精准的测出δt并修正自身的晶振时钟，即可实现a和b1之间的时间同步。

假设a在自己时间为t0时刻发送时间对比信号，b1在自己时间为t1时刻接收到主站的时间比对信号，测量差时间差为δt1＝t1-t0。假设从a到b1的传输时延为τ，则δt1＝t1-t0＝τ+δt。同理，b1在自己时间为时刻发送时间对比信号，b1在自己时间为时刻接收到主站的时间比对信号，测量差时间差为假设从a到b1的传输时延为τ，当选取同样的传输频率和合适的信号体制，则可以认为传输时间在双向时间比对信号的传输过程中完全一样，则两时间差相减可得求出a与b1之间的时间同步误差，从而修正时间各自的晶振时钟，达到比较高的同步精度。

主站和从站之间的双向链路都包括发射机、传输通道和接收机三个环节。在整个传播路径中包含了许多时延误差环节。(1)发射机时延误差：发射机时延是一均值漂移缓慢的正态非平稳随机过程。其均值变化曲线和方差可以通过零值测试及过程检测得到，目前专业的供应商都会公布其产品的性能指标数据。由于是大信号工作，其变化曲线基本是常数，而方差一般在0.1ns以内。(2)传输时延误差：信号传播路径往往包含大气层等媒介，有比较复杂的时延特性，主要取决于传输频率和传输时间。在前向和反向的频率及通过大气层的时间很接近的情况下，前向与反向的传输时延基本上一样，其差值一般可确定在0.5ns以内。(3)接收机时延误差：接收信道的时延也是一均值漂移缓慢的正态非平稳随机过程。其均值变化曲线和方差可以通过单向零值测试得到，其值主要取决于解调时的信噪比，在20db左右的信噪比条件下，通过平滑处理一般能使其方差小于0.5ns。

因此，双向时间比对的同步误差取决于主从两站对时间差的测量和双向链路的传输一致行。时间差测量精度由系统误差和随机误差组成，系统误差可以表示和矫正在测量均值中，随机误差是影响时间差测量的主要因素，另外双向链路时延的一致性也直接影响到同步误差估计精度。

综上，双向时间比对技术实现远距离时间同步理论误差可以控制在2ns以内，考虑工程实践过程中的各种不确定性，基本可以确定该技术方案可将时间同步误差控制在3ns以下，完全符合技术指标的要求。该技术且具备受两个个体之间的相对运动动态影响小，技术实现较容易，时间同步实时性好的特点，可以很好的满足设计的应用需要。

高精度时间差的确定是实现双向时间比对技术的关键和基础。只有确定了对方发送时刻和本地接收时刻的时间差才能确定两地的时间同步误差，并且时间差确定的精度也直接影响了最终两地的同步误差精度，设计中需要尽可能的提高时间差的测量精度。工程上一般使用时间间隔计数器测量时间差，由于使用了伪随机码作为时间比对信号的起始脉冲，可大大提高时间差的测量精度。

若系统要求设计时满足3ns的同步误差，时间差测量需要通过粗同步结合精同步两个环节来完成。根据设计需求，基准基站产生100mhz的本地晶振时钟，通过捕获接收的比对信号只能将控制时间差测量的理论误差在10ns以内，考虑到工程实践的不可控误差，仅通过捕获本地接收的比对信号不能完成需求的时间同步测量。因此，需要设计精同步环节，完成对时间粗同步的修正。精同步的实现思路如下：目标基站依照自身的晶振时钟，同步产生一个与基准基站伪随机捕获码完全一样的比对码，将被测脉冲和参考脉冲作为比对，同时开启高频计数脉冲进行计数，脉冲值乘以计数周期就等于精同步修正差值，用精同步修正差值完成粗同步的时间修正，提升时间差测量精度。

由于粗同步已经可以计算出精度在10ns以内的时间差，因此采用1000mhz的高频脉冲计数器，计数值每2ns完成一次归零，既能保障必须的时间同步精度，又能节省资源。但是采用如此高的高频脉冲计数器，又存在成本高，实现难度大的问题。

因此，急需一种单载波扩频系统的精确同步定时方法及精确同步定时装置。

技术实现要素：

本发明提供了一种单载波扩频系统的精确同步定时方法及精确同步定时装置，以便于采用最小的资源获得高精度高稳定性的同步性能。

本发明的一个方面，提供了一种单载波扩频系统的精确同步定时方法，包括以下步骤：

对基带采样数据进行匹配滤波及内插，得到匹配滤波后的数据；

对匹配滤波后的数据进行捕获；

当捕获时的相关值超过预设门限时，以当前捕获位置为基点计算出最佳采样点；

以该最佳采样点作为定时点进行信道同步，接收用户数据。

进一步地，使用根升余弦滤波器对基带采样数据进行匹配滤波及内插。

进一步地，对匹配滤波后的数据进行捕获的步骤中，以半符号的间隔进行搜索。

进一步地，采用滑动相关捕获算法对匹配滤波后的数据进行捕获。

进一步地，对匹配滤波后的数据进行捕获的步骤中，采用有限长单位冲激响应滤波器将接收到的匹配滤波后的数据与已知同步头进行相关，同时为了保证定时的精度，为了码片同步需要达到1/8chip精度，采样率内插到码片速率的8倍，即4倍内插，内插时采用多相滤波结构，滤波器的系数为从匹配滤波器系数以间隔4抽取的4组系数，内插完后数据变为4路，内插4倍后，变成8倍的码片速率，达到1/8码片的精度，4路多相滤波输出4倍内插后的输出信号，任意选取其中一路输出和本地的同步序列相关，使运算量减少到1/4。

进一步地，当捕获时的相关值超过预设门限时，以当前捕获位置为基点计算出最佳采样点的步骤中计算最佳采样点的方式为：计算当前捕获位置及其前、后各1/2码片共9个采样点的相关值，选取其中最大值的点作为最佳采样点。

进一步地，在完成多相内插算法进行相关同步达到1/8chip精度时，在得到相关峰值附近继续使用三次样条插值算法或者三点最大峰值计算装置，进一步提升相关峰值点的精度，达到1/32chip以上的定时同步。

进一步地，三点最大峰值计算装置通过以下公式计算相关峰值前后3个最高相关峰值点p1、p2、p3对应的幅度r1、r2、r3计算出最佳采样点：

当r1≤r3时，

当r1＞r3时，

其中，t为码片周期，ts为采样周期，τ为实际的最佳采样点与捕获时得到的最佳采样点的时间差，p1、p2、p3分别为相关峰值前后3个最高相关峰值点，r1、r2、r3分别为p1、p2、p3对应的相关值。

本发明的第二个方面，提供了一种实现上述中所述的单载波扩频系统的精确同步定时方法的单载波扩频系统的精确同步定时装置，包括：

基带采样数据处理模块，用于对基带采样数据进行匹配滤波及内插，得到匹配滤波后的数据；

捕获模块，用于对匹配滤波后的数据进行捕获；

最佳采样点计算模块，用于当捕获时的相关值超过预设门限时，以当前捕获位置为基点计算出最佳采样点；

数据接收模块，以该最佳采样点作为定时点进行信道同步，接收用户数据。

进一步地，基带采样数据处理模块使用根升余弦滤波器对基带采样数据进行匹配滤波及内插。

本发明提供的单载波扩频系统的精确同步定时方法及精确同步定时装置，与现有技术相比具有以下进步：本发明以计算出的最佳采样点作为定时点进行信道同步，接收用户数据，能够很有效的抵抗多径干扰，在很少的资源情况下能够完成精确的系统同步，满足高精度测距设备的需求。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其它目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举本发明的具体实施方式。

附图说明

通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：

图1为时钟同步系统总体架构图；

图2为双向时间对比方案的主要原理图；

图3为本发明实施例中单载波扩频系统的精确同步定时方法的步骤图；

图4为本发明实施例中单载波扩频系统的精确同步定时装置的器件连接框图；

图5为多路信号输入，仅选择一路输出多相内插滤波示意图；

图6为滑动相关法同步码捕获方法的系统结构框图；

图7为最佳采样点及其两边共3点在时域波形图上的示意图；

图8为采用spline3内插后的相关峰值功率点；

图9为spline3内插后的点和原始相关峰值点对应图(实际峰值点在原始峰值点左边)；

图10为spline3内插后的点和原始相关峰值点对应图(实际峰值点在原始峰值点右边)；

图11为达到高精度同步的流程图；

图12为重复训练序列的结构示意图；

图13为单载波扩频系统频域均衡框图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。

本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。

本实施例提供了一种单载波扩频系统的精确同步定时方法及精确同步定时装置。

如图3，本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时方法，包括以下步骤：

s1、对基带采样数据进行匹配滤波及内插，得到匹配滤波后的数据；

s2、对匹配滤波后的数据进行捕获；

s3、当捕获时的相关值超过预设门限时，以当前捕获位置为基点计算出最佳采样点；

s4、以该最佳采样点作为定时点进行信道同步，接收用户数据。

本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时方法，以计算出的最佳采样点作为定时点进行信道同步，接收用户数据，能够很有效的抵抗多径干扰，在很少的资源情况下能够完成精确的系统同步，满足高精度测距设备的需求。

本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时方法，在具体实施时，使用根升余弦滤波器对基带采样数据进行匹配滤波及内插。本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时方法采用同步设计，方法中工作时钟频率和adc(模/数转换器)采样率都为符号速率的2倍(如61.44mhz)，基带i、q采样数据首先经过匹配滤波及内插，匹配滤波器为根升余弦滤波器rrc，内插也是同时用该滤波器来实现,这个滤波器的对应的采样速率很高，应该是考虑了内插后的速率61.44*4＝245.76mhz，此时滤波器阶数比较长，信号处理速率高，通常需要耗费较多的fpga(现场可编程门阵列)资源。同时为了保证定时的精度，一般情况下码片同步需要达到1/8chip精度，所以采样率需要内插到码片速率的8倍，即4倍内插，内插时采用多相滤波结构，滤波器的系数为从匹配滤波器系数以间隔4抽取的4组系数，这样内插完后数据变为4路。

本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时方法，在具体实施时，对匹配滤波后的数据进行捕获的步骤中，以半符号的间隔进行搜索。有利于提高捕获时的准确性和后续同步的精确度。

本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时方法，在具体实施时，采用滑动相关捕获算法对匹配滤波后的数据进行捕获。突发捕获利用前导头中的同步码进行，前导头的调制方式为bpsk(binaryphaseshiftkeying，二进制相移键控)/qpsk(quadraturephaseshiftkeying，是一种数字调制方式)，突发捕获采用伪码捕获中常用的滑动相关捕获算法，这是一种串行的搜索方法。滑动相关法伪码捕获方法的系统结构框图如图6所示。

本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时方法，在具体实施时，步骤s1对匹配滤波后的数据进行捕获的步骤中，采用有限长单位冲激响应滤波器将接收到的匹配滤波后的数据与已知同步头进行相关。即每半个码片用接收数据与已知同步头进行相关。由于是按照半个符号的间隔进行相关，相关可用fir滤波器(有限长单位冲激响应滤波器)来实现，本地相关序列就是m序列，m序列的滤波器系数只有1和-1两种取值，此时相关只有加减法运算，没有乘法运算。此时的半个码片同步级实际上就是adc采样回来的信号速率，内插int_hb＝4倍后，变成int_all＝8倍的码片速率，达到1/8码片的精度。int_hb＝4路多相滤波输出4倍内插后的输出信号，任意选取其中一路输出和本地的同步序列相关，这样运算量减少到1/4。每组滤波器的输入数据速率为码片速率的int_rrc＝2倍，在2倍码片速率的时钟下工作，这种降低速率的硬件实现架构如图5所示。

本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时方法，在具体实施时，步骤s3当捕获时的相关值超过预设门限时，以当前捕获位置为基点计算出最佳采样点的步骤中计算最佳采样点的方式为：计算当前捕获位置及其前、后各1/2码片共9个采样点的相关值，选取其中最大值的点作为最佳采样点。前1/2码片(1个码片对应8个采样点，1/2码片对应4个采样点)到后1/2码片(4个采样点)的范围内共9个采样点。最佳采样点及其两边共3点在时域波形图上的示意图如图7所示。图7中，t为码片周期，ts为采样周期，τ为实际的最佳采样点与捕获时得到的最佳采样点的时间差，若实际的最佳采样点在捕获时得到的最佳采样点之前，则τ为负，反之τ为正。τ为需要估计的量。

若接收信号为r(n)，伪码为p(n)，则相关过程的表达式为：

当捕获时相关值超过门限时，说明捕获到了伪码，达到第一级粗同步校准点point1_pos，由于半码片的精度比较低，因此需要在当前捕获位置的前1/2码片(4个采样点)到后1/2码片(4个采样点)的范围内(共9个采样点)以该点为起始点计算9个相关值，找出最大值的点作为最佳采样点，此时作为第二级精同步点point2_pos。后续的解调处理按照下式粗同步+精同步的方法获得信号最佳采样点best_point：

best_point＝point1_pos*4+point2_pos-int_all/2；

以best_point该点为基准起始点进行抽取，获得基准起步点，同时还获得4相位中第几相位输出，例如point1_pos＝171，int_hb＝4,point2_pos＝3,int_all＝8。

说明mphase＝point2_pos-int_all/2＝-1,说明就是当前相位隔离的mphase个相位的那个相位。

如图9、图10和图11，本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时方法，在具体实施时，使用三次样条插值算法或者三点最大峰值计算装置中的任一计算出最佳采样点。后续的解扩、解调处理以最佳采样点为基准起始点进行，但对于测距此精度不够。因此，对相关峰值r做进一步的精细处理达到更加精确的同步。第一种方案是采用spline3内插算法(三次样条插值算法，样条插值是一种工业设计中常用的、得到平滑曲线的一种插值方法，三次样条又是其中用的较为广泛的一种)，能够达到更加精确的小数同步，也就是在相关峰值附近进行进一步的内插处理。从图8可以看出来相关峰值功率点距离最佳采样点相差2个采样点，如果是8倍过采样，则相差1/4ts,此时的ts已经是1/8chip的精度，所以此时达到1/32chip的精度，如果tchip＝1/10mhz＝100ns,所以此时可以达到非常高的精度，要小于100ns/32＜4ns。

第二种方案是通过相关峰值邻近的3个点通过下面的公式就可以简单快速的计算出来。例如图7中相关峰值附近的3个最高相关峰值点p1,p2,p3，若实际最佳采样点并不是p2这个点，而是和p2距离τ的峰值为a，则图7中p2点的值为在码片中1与-1均匀分布时，n个采样值中有一半为该值，有一半为a，则p2点的相关值

上式中pn为噪声的功率。同理，可得p1与p3点的相关值分别为：

根据上述3个方程可以解得τ，具体做法为：

当r1≤r3时，根据上述3个峰值点的方程解得：

当r1＞r3时，根据上述3个峰值点方程解得：

在本系统中，ts＝t/10，也就是一个符号的持续时间是t，如果一个符号10倍过采样，则一个采样点是ts＝t/10,则此时整数内插倍数int_ipoint＝10；则如果一个符号持续时间是100ns，则一个采样点的持续时间是10ns。

当r1≤r3时，归一化时间差为

当r1＞r3时，归一化时间差为

通过计算得到τ，从而确定离最佳采样点的绝对时间，通过得到小数内插倍数的关系。

例如图9中，spline3内插后的3个点和原始相关峰值点对应图，通过公式计算，p1点r1＝1.36e+5,p2点r2＝1.56e+5,p3点r3＝1.15e+5,有r1>r3,则利用当r1＞r3时根据上述3个方程解得的公式计算出τ＝-0.27ts和下面通过3次样条内插计算的位置匹配，最大峰值点和第二大峰值点在spline3内插后(小数的10倍内插frac_ipoint＝10)之间10个点中对应的点大致在第8个和第7个点之间，实际峰值点在相关峰值最大峰值点左边则为负数。

一个符号的整数内插倍数int_ipoint＝10，也就是一个符号被内插成为10个采样点,而spline3在此基础上，对每一个采样点再次进行10倍小数内插frac_ipoint＝10.则小数内插后的精度达到1ns的测量精度。

例如调用matlab函数yi＝spline(x,y,xi)。这个是根据己知的x，y数据，用样条函数插值计算出xi处的值。即由x,y的值计算出xi对应的函数值。

y＝786571029961401161578551176929220865149

xi＝1:1:7,y＝0:1/10:7-1/10,则得到插值之后的信号：

yi＝88035849838245780435788987782377189769777716577732786577991981497833708551887920905549339996435996411029961064781100671137421174821212661250741288831326741364251401161437131471411503111531341555231573881586421591971589641578551558191529631494271453561408931361801313601265771219731176921138431104121073501046091021409989797830958919403392208903668846186444842668188179239762937299569296

如图9示意，上面的y就是图9中相关峰值功率点，yi就是spline3内插后相关峰值功率点。图9和图10中，小数内插倍数frace_ipoint＝10。

如图10，r1<r3时,则通过上面公式计算出τ＝0.28ts和通过内插计算的位置匹配，最大峰值点和第二大峰值点在spline3内插后(小数的10倍内插frace_ipoint＝10)之间10个点中对应的点大致在第8个和第7个点之间，实际峰值点在相关峰值最大峰值点右边，则为正数。

使用第二种方案计算出的结果和使用第一种方案的spline3内插算法的结果接近，达到测量目标。

因此，本实施例通过3个点就可以准确的计算出实际的峰值功率点的位置。

如图4，本实施例的一种实现上述实施例中所述的单载波扩频系统的精确同步定时方法的单载波扩频系统的精确同步定时装置，包括：

基带采样数据处理模块，用于对基带采样数据进行匹配滤波及内插，得到匹配滤波后的数据；

捕获模块，用于对匹配滤波后的数据进行捕获；

最佳采样点计算模块，用于当捕获时的相关值超过预设门限时，以当前捕获位置为基点计算出最佳采样点；

数据接收模块，以该最佳采样点作为定时点进行信道同步，接收用户数据。

本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时装置，以计算出的最佳采样点作为定时点进行信道同步，接收用户数据，能够很有效的抵抗多径干扰，在很少的资源情况下能够完成精确的系统同步，满足高精度测距设备的需求。

本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时装置，在具体实施时，基带采样数据处理模块使用根升余弦滤波器对基带采样数据进行匹配滤波及内插。

本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时装置，在具体实施时，捕获模块以半符号的间隔进行搜索。

码片均衡器在码片级进行均衡，它是提高单载波扩频系统性能的一种特殊的均衡器，只能采用线性均衡。该方法的原理是对接收到码片波形在解扰/解扩之前进行码片级的自适应均衡，这样一来，由于完成均衡，均衡后的信道是平坦的，在时域上均衡后的信号理论上仅存在一条路径，在解扩前就只存在一条路径，即从某种程度上恢复了被多径信道破坏的矢量信号星座图，也即抑制了多径干扰。在移动通信环境下，利用导频训练的抽头系数对用户信号进行均衡，均衡之后信号解扩，就可以更加匹配的完成扩频增益。

如图12和图13，本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时方法及精确同步定时装置在使用时，首先，发射机发射一个已知的、定长的训练序列，以便接收机处的均衡器可以作出正确的设置。紧跟在训练序列之后被传送的是用户数据。在接收用户数据时，用均衡器补偿信道后判决得出所需数据。用自适应算法周期性地重复训练均衡器，以跟踪不断变化的信道。

本实施例中的多普勒加钟差的量级约2ppm(2*10-6)，在1.7ghz的载波频率下，产生的频偏值约为1.7ghz*2*10-6＝3.4khz，假设在加入高速移动信号造成的多普勒频移是1.6khz，这样总的偏移af＝5khz,捕获时在510个码片下产生的最大相位旋转量为

2π*3.4khz*255/61.44mhz＝pi*2*5*10^3*512/(61.44*10^6)＝0.083pi，这样小的相位误差对捕获所造成的损失非常小，可以忽略。

本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时方法及精确同步定时装置中，训练序列不仅用于信道均衡，而且还用于信道同步，频偏测量等。为了实现扩频信道1/8chip的码同步，采用多相内插滤波算法，多相内插处理仅需要实现一路的滤波处理。低速信号找到大致同步位置后，选定前后int_all/2个数据做一次相关比较，就得到最精确的1/8chip同步，也就是采用2级同步算法，采用最小的资源获得高精度高稳定性的同步性能。

本实施例的单载波扩频系统的精确同步定时方法及精确同步定时装置，能够很有效的抵抗多径干扰，采用多相内插滤波单一路径算法，在很少的资源情况下能够完成精确的系统1/8码片的同步，在此基础上使用三次样条插值算法或者三点最大峰值计算装置中的任一计算出最佳采样点，可以把定时精度提升到1/32chip的精度，满足高精度测距设备的需求，为高精度飞行物体测距提供完整的算法支撑。

对于方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明实施例并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明实施例，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作并不一定是本发明实施例所必须的。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。