光OFDM系统中一种联合改进的低复杂度PTS峰均比抑制方案的制作方法

本发明属于光正交频分复用(opticalorthogonalfrequencydivisionmultiplexing,o-ofdm)系统峰均比抑制
技术领域：
，涉及一种联合改进的ts-pts-clipping(two-stagepartialtransmitsequence-clipping,ts-pts-clipping)峰均比抑制方案，该方案主要通过基于部分传输序列(partialtransmitsequence,pts)技术和限幅(clipping)技术联合改进来实现对高峰均比的抑制。
背景技术：
：光正交频分复用(opticalorthogonalfrequencydivisionmultiplexing,o-ofdm)系统将光通信技术和正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)技术有机地结合起来，能够在保证各个子载波无干扰并行传输的情况下有效的提高系统的频谱利用率。由于其具有频谱利用率高，抗符号间干扰(intersymbolinterference,isi)，抗信道衰落和抗色散能力强，抑制非线性效应等诸多优点，目前已被多种高速数据传输系统作为技术标准。然而，高的峰值平均功率比(peak-to-averagepowerratio,papr)一直被认为是相干光ofdm技术最主要的一个缺点。高papr要求高功率放大器在非线性区域工作，这将会增加带内失真和带外辐射，从而导致o-ofdm系统性能下降。为了有效地抑制高papr对o-ofdm系统所带来的影响，目前国内外的专家学者针对高papr提出了诸多解决方案，如限幅(clipping)、选择性映射(selectivemapping,slm)、部分传输序列(partialtransmitsequence,pts)等技术。在目前的解决方案中，部分传输序列(pts)是一种有前途的技术，在数据传输速率、功率和误比特率(ber)方面没有任何损失，除了需要传输边带信息外，可以显著提高papr抑制性能。但是pts方案中使用一系列的快速傅里叶逆变换(inversefastfouriertransform,ifft)来产生不同的备选信号因而增大了计算复杂度。技术实现要素：有鉴于此，本发明的目的在于提供一种既可以降低计算复杂度又可以兼顾较好的papr抑制性能的峰均比方案。为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：(1).首先将有n＝2n个子载波的o-ofdm信号表示为：其中x＝{xk}，(k＝0,1,…,n-1)代表输入的符号序列，t代表离散时间变量。如果定义其中ti是一个n×n的对称矩阵代表ifft运算的第i级，那么式(1)可以重写为：令s＝[s0s1…sn-1]t，sk∈{1,2,…,m}来表示子块分割后的序列，其中当xm,k＝xk时，sk＝m。则第m个子块索引序列im＝[im,0im,1…im,n-1]t中的im,k可以表示为：所以第m个子块可以表示为：其中是一个n×n的对角矩阵，对角线由子块索引序列im构成。那么，最后得到的传输信号可以表示为：(2).接下来不同于pts-clipping算法和c-pts算法，本方案所采用的ts-pts-clipping算法对输入的o-ofdm信号并没有马上进行分割处理，而是首先将初始的输入信号进行d级ifft变换，其中1≤d≤n-1，然后再进行子块的划分，其系统框图如附图6所示。(3).ts-pts-clipping算法把传统的n级ifft运算分成两次来进行，第一部分为ifft运算的前d级，余下的n-d级为第二部分。在前d级ifft运算中，输入数据序列xdata通过ifft运算形成第一部分中间信号序列接着将该中间信号序列分割成m个临时子序列，再对这m个分组进行n-d级的ifft运算。通过两部分的ifft运算后采用pts算法，选取被转换后的信号中papr值最低的一路信号进行传输。(4).经过第(3)步的操作，通过ts-pts算法后，式(5)可以表示为：(5).对经过pts算法后的信号进行限幅处理，限幅后的信号可以表示为：其中为pts算法得到的峰值最小信号，a为限幅门限：a＝10cr/20×σ(8)其中cr为限幅率(clippingratio),σ为信号平均功率，σ＝e{|x(t)|2}。本发明的有益效果在于：从理论和计算机仿真中可知，相较于只采用pts-clipping算法方案，本发明方案在一定程度上改善了计算复杂度较高的问题，而且相比于pts算法，在papr抑制性能方面有着较为显著的提高，虽然本发明相较于pts-clipping算法抑制papr性能稍差一些，但是本发明在计算复杂度、papr抑制性能和误码率之间取得了良好的平衡。因此在实际的应用中，本发明方案具有很高的利用价值和实用意义。附图说明为了使本发明的目的、技术方案和有益效果更加清楚，本发明提供如下附图进行说明：图1为本发明方案的技术路线图；图2为c-pts方案的原理框图：图3为clipping方案的原理图；图4为clipping降低papr的原理流程图；图5为pts-clipping方案原理框图；图6为本发明方案联合改进的原理框图；图7为本发明方案在子块数目相同时与其他两种方案的papr抑制性能对比图；图8为本发明方案与其他算法的误码率性能对比图。具体实施方式1.结合附图2说明，传统pts方案的主要思想是将输入的o-ofdm信号x按照一定的方式进行划分，划分成m个不相重叠的子块，接着经过ifft运算后每个子块都乘以同样的相位因子，最后在m组信号中选择出现最低papr的一组信号发送。传统pts方案是由s.h.muller和j.b.huber共同提出的，其原理框图如附图2所示。在c-slm方案中，其基本思想是对输入的数据向量x＝{xk}，(k＝0,1,…,n-1)，按照一定的方式划分为m个不相重叠的子向量xm＝[xm,1xm,2…xm,n-1]，将每个子向量中没有继承原始输入数据符号的相应位置用零来填补至长度n。因为它们互不重叠，所以有：其中子向量xm中的每个子载波都乘以同样的相位因子其中w为相位因子空间大小)，也称为旋转因子或者权重因子，该因子都是独立地作用于每个子载波，一般选择将相位因子序列对m个子向量进行加权合并，则有：其中向量对式(2)进行ifft变换后有：其中向量称为一个备选序列，向量xm称为xw的一个部分传输序列。c-pts方案的目标是寻找能减小xw峰均比的相位因子组合，假设通过搜索迭代算法获取的最优相位因子为(本发明方案中用带*的变量表示出现最小papr值的信号)，并能使得该数据序列中的|x'n|2峰值最小，即：通过穷举法搜索所有的备选序列，在找到使得o-ofdm信号papr最小的最优相位因子序列之后，需要将最优相位因子序列对所有子块进行加权求和，并将得到的最优相位序列作为辅助边带信息传送给接收端。最终，最优的传输序列可以表示为：这里假设表示在相位集合中使信号papr最低的最优相位序列。图2所示为c-pts方案的原理框图。2.结合附图3说明，clipping是一种限幅类技术，它直接采用非线性运算在峰值信号附近进行限幅操作来有效地降低papr，经过ifft变换出来的信号，在并串变换后进入clipping模块。若输入信号am的峰值比预设的门限值amax大，保持其原有的相位不变，并将信号的幅度限制成预先设定的门限值，若该输入信号am的峰值没有超过门限值，则此信号保持不变并可顺利通过。其基本原理如图4所示。即削波后的输出信号为：clipping过程可以使得经过的信号的幅度被限制在预先设定的门限值amax以内，从而能够把papr控制在预设的幅度范围之内，clipping的指标用限幅比(clippingratio,cr)来表示：其中，amax为预先设定的门限幅度值，pin表示clipping前o-ofdm信号的平均输入功率。3.结合附图4说明，图5所示的是clipping过程降低papr的基本流程图，其过程采用非线性运算且实现较为简单，但由于clipping过程会引入严重的带内噪声和带外辐射，从而使信号产生失真，降低了频谱效率。4.结合附图5说明，图5所示为pts-clipping算法的框图。pts-clipping算法的基本思想是先对ofdm信号进行pts处理，降低出现高papr的概率，再对信号进行clipping处理，进一步降低信号的papr。5.结合附图6说明，在pts-clipping方案中，我们将pts算法与限幅算法结合起来，达到了很好的峰均比抑制效果，但是由于存在大量的ifft运算，ifft过程中信号进行大量的复加复乘运算，pts-clipping算法的复杂度过高仍然是其不可避免的问题，所以本发明提出一种二阶pts-clipping(two-stagepts-clipping,ts-pts-clipping)算法，将传统的n级ifft运算分成两次来进行，第一部分为ifft运算的前d级，余下的n-d级为第二部分，其原理框图如图6所示。由图6可知ts-pts-clipping方案的具体实现过程如下所述：(1).首先将有n＝2n个子载波的o-ofdm信号表示为：其中x＝{xk}，(k＝0,1,…,n-1)代表输入的符号序列，t代表离散时间变量。如果定义其中ti是一个n×n的对称矩阵代表ifft运算的第i级，那么式(8)可以重写为：令s＝[s0s1…sn-1]t，sk∈{1,2,…,m}来表示子块分割后的序列，其中当xm,k＝xk时，sk＝m。则第m个子块索引序列im＝[im,0im,1…im,n-1]t中的im,k可以表示为：所以第m个子块可以表示为：其中是一个n×n的对角矩阵，对角线由子块索引序列im构成。那么，最后得到的传输信号可以表示为：(2).接下来不同于pts-clipping(partialtransmitsequenceclipping，pts-clipping)算法和c-pts(conventionalpts,c-pts)算法，本方案所采用的ts-pts-clipping(two-stagepts-clipping,ts-pts-clipping)算法对输入的o-ofdm信号并没有马上进行分割处理，而是首先将初始的输入信号进行d级ifft运算，其中1≤d≤n-1，然后再进行子块的划分，其系统框图如附图6所示。(3).ts-pts-clipping算法把传统的n级ifft运算分成两次来进行，第一部分为ifft运算的前d级，余下的n-d级为第二部分。在前d级ifft运算中，输入数据序列xdata通过ifft运算形成第一部分中间信号序列接着将该中间信号序列分割成m个临时子序列，再对这m个分组进行n-d级的ifft运算。通过两部分的ifft运算后采用pts算法，选取被转换后的信号中papr值最低的一路信号进行传输。(4).经过第(3)步的操作，通过ts-pts算法后，式(12)可以表示为：(5).对经过pts算法后的信号进行限幅处理，限幅后的信号可以表示为：其中为pts算法得到到峰值最小信号，a为限幅门限：a＝10cr/20×σ(15)其中cr为限幅率(clippingratio),σ为信号平均功率，从实施步骤中可以得出，步骤(1)先对o-ofdm原始信号进行初始化，并利用s序列来表示子块分割后的序列。在步骤(2)中，本发明方案把传统的n级ifft变换分成两次来进行，第一部分为ifft运算的前d级，余下的n-d级为第二部分，并通过ifft变换得到m路输出序列。而在步骤(3)中，通过引入中间信号序列来保证两部分的ifft运算的顺利进行。经过步骤(4)后选取一路最小papr的信号进行传输，在步骤(5)中为了使得系统能获得更好的峰均比抑制性能，将输出的信号进行clipping操作，把其峰值功率限定在门限值范围内，最后再将限幅后的信号进行传输。6.结合表1说明，由于ts-pts-clipping算法主要在信号的发射端对pts-clipping算法进行了改进，所以该部分只用考虑发射端的计算复杂度。在传统的pts算法中，假设子载波数为n＝2n，分组数为m，相位因子数为w，采用随机分割。利用传统最优化算法搜索时，系统共需要m次n点的ifft变换。而进行一次n点的ifft运算所需的复数乘法、加法的数量分别为：故传统pts算法进行n点ifft变换的复数乘法、加法量分别为nadd＝mnlog2n。另外，为了从wm-1个备选信号中选出最优序列传输，还需要wm-1(m-1)n次复加运算。由此可以得到传统pts算法的总复杂度为：由于pts-clipping是在信号经过pts算法后再进行clipping处理，保证了pts算法的完整性，所以计算复杂度与传统的pts方法一样。而提出的优化算法的总复杂度为：cts-pts-clipping＝cd+cn-d(18)其中：为前d级的计算复杂度。为后n-d级的计算复杂度，式(20)中n'＝2n-d。为了便于直观的对比计算复杂度，本文定义了计算复杂度降低率(ccrr)来对计算复杂度的降低效果进行量化。ts-pts-clipping和pts-clipping两种方案的ccrr被定义为：由ccrr的定义可知，ccrr越高提出的新算法较原算法复杂度削减则越多。表1在w＝2时计算复杂度ccrr对比表1展示了当n和m取到典型值时相应的ccrr。从表中呈现的数据来看，本发明方案进一步降低了pts-clipping算法的计算复杂度。另外，从表中还可以看出：(1)当m、n不变时，随着剩余级数n-d的增加，即分组后再进行ifft运算的次数的增加，算法的计算复杂度会有所回升；(2)当n、n-d不变时，随着m的增加其计算复杂度削减越多。充分验证了本发明方案对于计算复杂度降低有着较为良好的有效性和优越性。7.结合附图7和附图8说明，为了进一步说明本发明方案在一定程度上对于papr的抑制性能有着较为显著的提高，下面进行了一个实验。图7和图8是相同参数下的仿真结果。实验：表2仿真模拟时用到的参数设置参量设置大小子载波数n256最大符号数105过采样因子l4调制方式qpsk削波比γ4子块数量m4分割方式随机分割相位因子bm{1,-1}本发明方案(ts-pts-clipping)所实现的峰均比抑制性能的仿真结果如图7所示，所使用的仿真参数如表2所示。除此之外，由于clipping算法对o-ofdm系统产生一定的信号失真现象，致使增大了接收端恢复原始信号的难度。所以，在实验中也同时仿真了pts-clipping方案的误码率(ber)和本发明方案的ber具体可参见文献“洪善艳,张朝阳.用于降低ofdm系统峰均功率比的pts-clipping联合算法[j].电路与系统学报,2009,14(04):105-110.”和文献“vermar,tharanil.constantmodulusalgorithmforpaprreductionusingptsandclippinghybridschemeinmimoofdm/a[c]//2016internationalconferenceonmicro-electronicsandtelecommunicationengineering(icmete).ieee,2016:337-342.”。从图7中可以看出，当子载波数目相同时，ts-pts-clipping算法较原始ofdm信号及传统pts算法，都使高papr出现的概率显著降低，且随着剩余级数n-d的增加算法对系统papr的抑制性能会进一步提升，逐步向pts-clipping曲线靠近。在ccdf为10-4处，n-d＝5的ts-pts-clipping算法在原始信号的基础上使papr0降低了约4.82db，与pts算法相比提升了大约1.81db，相较于pts-clipping方案也只差了约0.13db。由图8可知，本发明方案的误码率(ber)性能要好于pts-clipping方案，但要远远好于clipping方案中的ber性能。这是因为部分传输序列(pts)技术是非畸变类技术，可以较好地恢复出原始信号，而clipping过程是畸变类技术，对o-ofdm系统产生了一定的信号失真现象，致使增大了接收端恢复原始信号的难度，从而产生了较高的误码率(ber)。综上所述，虽然本发明方案的papr抑制性能稍逊于pts-clipping算法，但是随着剩余级数n-d的增加其papr抑制性能将进一步接近pts-clipping算法，并且在剩余级数n-d＝5,分组数m＝4，子载波数为256时能减少71.18％的计算复杂度。同时也可以看出，本发明方案也是一种能兼顾峰均比(papr)抑制效果和系统误码率(ber)的峰均比抑制方案。最后需要说明的是，以上优选仿真实例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过上述优选仿真实例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。当前第1页12