光正交调制解调系统、基于该系统的数字化综合射频系统的制作方法

本发明涉及微波光子技术领域，具体涉及光正交调制解调系统、基于该系统的数字化综合射频系统。

背景技术：

综合射频系统通过一套公用的软件和硬件平台，将多频段、多制式、宽带的多功能业务集中一体化处理，实现统一管控、灵活调配和资源共享。不但节省了空间、减小了设备冗余、提升了效率、降低了维护成本，而且会带来更好的性能提升。因此，综合射频系统架构被广泛用于舰载、航空、天文、通信、空间载荷等应用中。

综合射频系统的信号包括雷达、电子战、通信、导航等多频率、多形式、大容量、宽带且复杂的射频信号。对于所述数字化综合射频系统，其工作带宽要求覆盖几十mhz到几十ghz频率范围，且对于宽带应用场景，瞬时带宽可达几个ghz。

从目前国内外研究动态来看，实现超宽瞬时带宽射频信号的收发，主要有纯微波和微波光子结合的两种实现方式。

纯微波的实现方式：受限于变频器、adc、dac等器件性能的限制，需要采用分段多次变频或分段模拟正交调制解调的方式实现，其缺点是模拟收发通道比较复杂，频带内指标不易保证；

微波光子实现方式：目前多采用光波束形成网络，配合多次模拟变频、adc和dac或高速光采样和光信号产生实现。其缺点是受光波束形成网络中光波分数量的限制，高速光采样系统也比较复杂，难以在大阵列中应用。

雷达中的模拟正交鉴相的原理图如图1所示，输入的中频实信号可表示为：

s(t)＝a(t)cos[ωit+φ(t)]

其中a(t)和φ(t)分别为信号的幅度和相位调制函数，ωi是载波频率。

s(t)与两路相干本振信号(i路cosωit，q路sinωit)经混频处理，低通滤波去掉高次项可得：

i路：

q路：

如要取振幅函数a(t)，则为如要取相位函数φ(t)，则为通过模拟正交鉴相可分别提取所接收到信号的幅度信息和相位信息。然而，受限于变频器、adc、dac等器件性能的限制，对于超宽带的射频信号，需要将接收的信号按频率分成多个频段，分别进行模拟正交调制解调的方式实现。导致模拟收发通道比较复杂，频带内指标不易保证；

微波光子技术利用光子学宽带、高速、低功耗、抗电磁干扰、频率响应平坦和并行处理能力强等优点来实现宽带微波信号的产生、传输、处理和控制。目前关于微波光子技术在综合射频系统中的应用主要集中在以下几方面的研究：

利用微波光子技术实现更低噪声的微波本振源，以及通过光纤组建低损耗、大范围的本振分布网络；

利用电光调制器作为宽带混频器，实现宽带变频；

利用微波光子技术实现大动态范围、轻量化的射频传输；

利用光开关对光载射频信号进行路由和切换，实现资源调度分配。

目前，采用微波光子技术实现本振产生、频率变换、信号传输、资源调配等功能已经在国内外的一些大型项目中付诸应用。然而，对于超宽带的数字化综合射频系统而言，宽带射频信号的正交解调受限于变频器、adc、dac等器件性能的问题并未得到解决。利用微波光子学技术在光子上实现下变频和正交解调，可规避变频器、混频器的性能限制，以及降低对adc、dac的性能要求。

微波光子学技术中，关于微波信号光正交解调的研究，主流的解决方案是利用90°光混频器实现信号的正交解调。

90°光混频器的工作流程如图2所示，加载射频信号的信号光场与加载本振信号的本振光场从两个输入端口进入90°光混频器。通过两个耦合器，将信号光和本振光分别分为两路，在其中一路信号光场上额外引入的相移。将得到的两路正交的信号光与两路本振光分别通过两个耦合器进行混频，耦合器输出的光信号通过双平衡探测器抑制直流分量和共模噪声并转为两路正交的射频信号输出。

取信号光和本振光分别为：

esig＝esigexp(jω0t)exp(jvsig)

elo＝eloexp(jω0t)exp(jvlo)

其中，ω0为光载波频率，vsig与vlo分别为信号光与本振光场上的相位调制。则双平衡探测器输出的两路光电流大小有如下关系：

i路：

q路：

上式中，η为光电探测器pd的光电转换效率。由上式可看出，90°光混频器经光电转换输出的两路电信号之间存在正交的关系。

基于90°光混频器的方案中，主要实现正交解调功能的器件为通信中已经广泛使用的90°光混频器，其结构设计与工艺均较成熟，然而该方案需要提取单边带调制的光信号输入到90°光混频器中。常见的单边带光调制方案有基于i/q调制器实现单边带调制以及通过光滤波器实现单边带调制两种方式。

采用光滤波器实现单边带调制的难点在于光滤波器带宽通常在5ghz以上，窄带的光滤波器难以实现，且需要精确控制输入光载波的中心波长，对于较低频段的微波信号难以通过光滤波器实现单边带调制。

采用i/q调制器实现单边带调制的难点在于需要对加载到i/q调制器上的微波信号进行90°移相处理才能实现单边带载波抑制调制的效果。对于宽带信号很难实现精准的90°移相处理，因而对于宽带信号，i/q调制器的单边带调制效果较差，输出信号中干扰较严重。

因此使用90°光混频器进行正交调制解调处理的方案，难以处理宽频段、大瞬时带宽的应用场景，如本发明所关注的超宽带综合射频系统

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题在于：如何解决数字化综合射频系统中超宽带信号处理的困难。本发明提供了光正交调制解调系统、基于该系统的数字化综合射频系统。

本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的，本发明包括接收解调子系统与发射调制子系统；

所述接收解调子系统与发射调制子系统均包括微波光子射频前端与基于光正交调制解调的数字阵列模块；

所述接收解调子系统用于接收射频信号并将其解调为数字基带信号；

所述发射调制子系统用于产生雷达波形基带信号并将其调制为射频信号；

所述微波光子射频前端与数字阵列模块均用于完成对雷达波形基带信号以及射频信号的调制解调工作；

所述微波光子射频前端与数字阵列模块电连接。

光正交解调方法，包括以下步骤：

s101：输入本振信号，通过电光调制器将本振信号加载到光载波上，将加载本振信号的光载波分为两路；

s102：通过可调光延迟线在光载波上对其中一路本振信号进行90°移相；

s103：与射频信号混频后，实现微波信号的光正交解调。

光正交调制方法，包括以下步骤：

s101：输入本振信号，将本振信号分成两路；

s102：通过可调光延迟线在光载波上对其中一路本振信号进行90°移相；

s103：将i、q两路信号通过电光调制器加载到光载波上，分别与两路本振信号进行混频；

s104：将混频后的两路正交信号合为一路，从而实现微波信号的光正交解调。

基于光正交调制解调系统的数字化综合射频系统，包括微波光子射频前端、数字阵列模块、频率源、时钟本振光分配网络、校正/监测分机和供电模块；

所述校正/监测分机用于为校正、测试和监测工作提供有源收发通道；

所述频率源用于产生收发通道正交调制解调所需要的相参本振信号，还用于产生信号处理、数据处理、波束与时序控制所需要的各种参考同步时钟信号；

所述时钟本振光分配网络用于保证时钟信号与本振光信号的相参性；

所述供电模块用于为射频系统内部组件供电；

所述微波光子射频前端、数字阵列模块、频率源、时钟本振光分配网络、校正/监测分机均与供电模块电连接。

优选的，所述频率源为基于oeo(光电振荡器)的频率源或基于传统微波技术的频率合成器。

优选的，所述收发通道分为接收通道与发射通道，所述接收通道用于完成回波信号的接收、放大、滤波、电光转换、光正交解调、光电转换、滤波和数字化接收，形成数字基带信号，通过光纤传至信号处理实现接收dbf(数字波束形成)；所述发射通道用于完成雷达波形基带信号的dac形成、电光转换、光正交调制、光电转换、滤波、放大，经功放送入天馈系统。

本发明相比现有技术具有以下优点：该发明采用基于光调制解调的数字阵列模块形式配合大动态微波光子射频前端和天线，实现了多功能一体化数字化超宽带大阵列系统；通过将射频信号与本振信号在光载波上进行混频和正交调制解调，实现微波模拟信号的全光正交调制解调处理，可规避变频器、混频器的性能限制，以及降低对adc、dac的采样速率要求，能够很好地对超宽带信号进行处理。

附图说明

图1是雷达中的模拟正交鉴相的原理示意图；

图2是90°光混频器的工作流程示意图；

图3是本发明的基于光正交调制解调系统的数字化综合射频系统框图；

图4是本发明的基于光正交调制解调系统的数字化综合射频系统的工作原理框图；

图5是本发明的实施例一中的微波光子接收解调子系统的工作流程示意图；

图6是本发明的实施例一中的微波光子发射调制子系统的工作流程示意图；

图7是本发明的实施例二中的微波光子接收解调子系统的工作流程示意图。

具体实施方式

下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

实施例一

如图3所示，本实施例提供一种技术方案：基于光正交调制解调系统的数字化综合射频系统，包括微波光子射频前端、数字阵列模块(pdam)、频率源、时钟本振光分配网络、校正/监测分机和供电模块；

所述校正/监测分机用于为校正、测试和监测工作提供有源收发通道；

所述频率源用于产生收发通道正交调制解调所需要的相参本振信号，还用于产生信号处理、数据处理、波束与时序控制所需要的各种参考同步时钟信号，所述频率源为基于oeo的频率源；

所述时钟本振光分配网络用于保证时钟信号与本振光信号的相参性；

所述供电模块用于为射频系统内部组件供电；

所述微波光子射频前端、数字阵列模块、频率源、时钟本振光分配网络、校正/监测分机均与供电模块电连接。

如图4所示，基于光正交调制解调系统的数字化综合射频系统是一个多通道的数字化收发分系统。接收通道完成回波信号的接收、放大、滤波、电光转换、光正交解调、光电转换、滤波和数字化接收，形成数字基带信号，通过光纤传至信号处理实现接收dbf；发射通道完成雷达波形基带信号的dac形成、电光转换、光正交调制、光电转换、滤波、放大，经功放送天馈系统，其dac波形形成技术能够实现高精度相位控制，可以实现发射dbf。校正/监测分机为有源阵面的校正、测试和监测提供有源收发通道，其中，agc为自动增益控制器，dds为自动增益控制器，。

系统频率源选择以光电振荡器(oeo)为频率基准，在产生收发通道正交调制解调所需要的相参本振信号的同时，还产生信号处理、数据处理、波束与时序控制所需要的各种参考同步时钟信号，保证系统的相参性。

如图5所示，本实施例还提供了基于光延迟线的微波光子接收解调子系统，其解调原理如下：本振信号与射频信号通过电光调制器依次加载到光载波上进行混频，本实施例中的电光调制器为mz调制器；光电探测器pd将混频后的光信号转为电信号，当本振信号频率与射频信号中心频率相等时，可实现零中频输出；在q路上通过光延迟线，实现光载波上的本振信号90°相移，与射频信号混频，实现与i路正交的中频输出。

光正交解调系统输入光场为：e＝e0exp(jω0t)，光场强度为p0

输出零中频信号光场忽略高阶非线性项，为：

其中iltotal为总的链路光插损，vπ为调制器的半波电压(方便起见，假设两个调制器半波电压相同)。为输入射频信号，vlo＝vlosin(ωlot)为输入的本振信号，射频信号的载频ωrf与本振信号ωlo的频率相同。τ为q路光链路中光延迟线引入的额外的传输延迟。

q路光信号中，光延迟线引入的相位延迟ωloτ＝π/2。i路光信号与q路光信号的区别在于没有引入光延迟线，即ωloτ＝0。

i路输出的零中频项所对应的光场强度为：

q路输出的零中频项所对应的光场强度为：

此时i路与q路光信号上加载的微波调制信号为两路正交的零中频信号。

综合iq两路电信号可解出入射射频信号s中的强度调制信息vrf(t)与相位调制信息

如将i、q两路上低通滤波器前的光电探测器pd换为双平衡探测器，可消除光电流中的直流分量且可抑制共模噪声，此时i、q两路中的电流信号可表示为：

如图6所示，本实施例还提供了基于光延迟线的微波光子发射调制子系统，其调制原理如下：入射的i路与q路信号为两路正交的零中频信号。本振信号与i、q两路信号通过电光调制器依次加载到光载波上进行混频；在q路上通过光延迟线，实现光载波上的本振信号90°相移，与q路零中频信号混频，实现与i路正交的光载射频信号；两路正交的光载射频信号经光电转换后通过耦合器合为一路，滤去低频分量后输出。

i路与q路输入的正交零中频信号可表示为：输入的本振信号可表示为sin(ωlot)。

在光上实现正交混频的两路信号可表示为：与两路信号经光电转换后合为一路，输出的射频信号为实现了镜频抑制的正交信号调制。

实施例二

本实施例与实施例一的区别为：如图7所示，本实施例提供了另一种基于光延迟线的微波光子接收解调子系统，其解调原理如下：两路不同波长的激光器通过波分复用器合为一路后，通过两级mz调制器分别加载本振信号与射频信号实现光混频，本实施例中的电光调制器为mz调制器；在两级调制器之间通过波分复用器分路合路，在其中一个波长上通过可调光延迟线引入90°的本振移相，实现在两个光载波上的正交下变频；在第二级mz调制器之后通过波分复用器将两路光载波分开，经光电探测器pd转换为电信号后滤除高频分量后形成i路与q路的正交输出。当本振lo的频率与射频信号的载频相同时，实现零中频的正交解调。

本实施例中的微波光子接收解调子系统相比与实施例一中的微波光子接收解调子系统，射频信号只需通过一个mz调制器加载到光载波上，规避了射频功分器和两路mz调制器之间宽带幅相一致性的问题，可获得更高的正交幅相一致。

综上所述，该发明采用基于光调制解调的数字阵列模块形式配合大动态微波光子射频前端和天线，实现了多功能一体化数字化超宽带大阵列系统；通过将射频信号与本振信号在光载波上进行混频和正交调制解调，实现微波模拟信号的全光正交调制解调处理，可规避变频器、混频器的性能限制，以及降低对adc、dac的采样速率要求，能够很好地对超宽带信号进行处理。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。