一种针对OFDM前导通信信号的信道估计改进方法与流程

本发明涉及通信技术，尤其涉及一种针对ofdm前导通信信号的信道估计改进方法。

背景技术：

通信系统中接收端的信道估计作为一种最基本的技术要求，以此为基础来实现有用子载波信号的恢复，进而为后续的正确解调和译码打下基础。对于网络信息传输的准确性、可靠性具有至关重要的作用。目前的电力高速载波通信系统的物理层协议中规定前导信息是由前导为一个周期性序列，一个前导周期共13个ofdm符号组成，由10.5个syncp与2.5个syncm组成；所述前导信息、前导通信信息、前导以及还有前导周期都是指同一个周期性序列；syncm＝-syncp；syncp是由若干个正交的余弦三角函数叠加在一块的载波集合，数字域的表达式见公式1，其中c为可用的载波集合，n取1024。前导帧格式示意图如图1a所示，也就是以1024个这样的信号为基础，每个ofdm符号重复拷贝，组成一个前导信号；其中，前导开始的0.5个syncp是syncp的后半部分，即syncp中1024个点中的后半部分512个点即512到1023采样，最后的0.5个syncm是syncm中1024个点中的前半部分512个点，即0到511采样。可以看出，每个syncp和syncp之间或者syncm和syncm是周期连续的。但是syncp和syncm是相位反转的，有一个突变，也就不能保证周期连续了，即在ofdm符号10和ofdm符号11处会因syncp变为syncm符号出现周期性衔接中断，见图1b，转而出现取反的syncm信号来衔接。

低压电力线高速载波通信是基于ofdm技术来实现的，其中一个最基本的要求是保证接收端处理ofdm信号，即一个ofdm符号中的所有子载波是正交性的，如果接收端能够完美的进行同步,找到信号反转的时刻，且信号在链路上多径传输没有多余的时延，这个条件能够保证。如果通信因现场的噪声、接收机处理能力，导致对syncp和syncm之间变化时刻识别不准确，那么接收端对应处理第11个syncm的ofdm符号将会出现第10个syncp的部分信号，这将严重破坏ofdm系统所要求的信号正交性，影响信道估计的结果。

目前，已有的一种处理方法是丢弃接收机判断的前导ofdm符号的第11个符号，只处理之前的10个符号以及后面第12个及12个之后的符号，但这种方式将有一个ofdm前导符号没能用于信道估计，进而导致信道估计的准确性和可靠性打了折扣。如果接收机出现一些特殊情况，比如接收机刚启动时能量识别部分就判断到前导信号，前导数据符号可能只剩下部分数据，比如只有syncp的后面若干个点(700～1023)，那这个syncp符号就不能用了；或者因为自适应增益等模拟前端进行信号调节，初始几个前导ofdm符号数据的噪声较大无法使用。此时，后续可用的前导数据较少，将严重影响信道识别性能。

这里所述的接收端就是接收机，发射端就是发射机。

技术实现要素：

本发明提出一种针对ofdm前导通信信号的信道估计改进方法，要解决现有技术在信道估计方面的缺陷，尽可能的利用更多的前导信号采样数据，并保障进行信道估计的ofdm时域数据连续，从而不破坏数据正交性，提升信道估计精准度。

一种针对ofdm前导通信信号的信道估计改进方法，针对由数个特定ofdm符号syncp及其取反符号syncm所组成的前导，其中：包括以下步骤，

第1步，接收机采样发射机发出的前导信号，并通过接收机的能量识别部分判断前导信号从syncp反转为syncm的反转数据点；

第2步，接收机以所判断的反转数据点开始，对前导采样数据重新分段编号，在反转时间之后w1点之后依次每m个数据点为一个ofdm符号，分别为符号xn,x(n-1),…,x1，其中m为接收机采样一个ofdm符号对应的数据点数，若发射机一个ofdm符号生成时包含n个数据点，则p＝m/n是接收机过采样倍数，n为除了前导第一个部分符号syncp0之后完整ofdm符号syncp的个数，而且w1<(n1-r1)×p，n1是发射机发出的符号syncp0的数据点数，r1是syncp0进行加窗的数据点数；在反转时间之后w2点之后依次每m个数据点为一个ofdm符号，分别为符号y1,y2,…,ym，其中m为除了前导最后一个符号syncm(m+1)之前完整ofdm符号syncm的个数，而且w2<(n2-r2)×p，n2是发射机发出的符号syncm(m+1)的数据点数，r2是syncp0进行加窗的数据点数；

第3步，进行信道识别的ofdm符号数据zi(i＝1,2,…,(n+1),…,(n+m))满足：

当i＝1，…，n时，zi(k)＝xi(k)，其中k＝1，…，m；

当i＝n+1时，z(n+1)(k)＝-y(m+1)(k)，其中k＝1，…，(w1+w2)；

z(n+1)(k)＝-y1(k)，其中k＝(w1+w2+1)，…，m；

当i＝(n+2)，…，(n+m)时，zi(k)＝-y(i-n)(k)，其中k＝1，…，m；

第4步，依据ofdm符号数据zi进行信道识别计算。

进一步地，反转数据点之前所数的点数w1和之后所数的点数w2的取值大于接收机的能量识别部分判断反转数据点的最大允许误差w0，而且w1取大于w0的最小整数，w2取小于(n2-r2)×p-w0的最大整数。

进一步地，第2步中n为因接收机的能量识别部分丢失部分前导信号而导致采样到的小于完整前导中syncp的最大个数值，在这些完整syncp符号之前仍有采样到w1个数据点。

进一步地，基于系统的同步性能，为了最大限度保证原符号11即第一个syncm的数据完整性，对采样复制点数w大小范围限制在(0～w-1)之间。

本发明的有益之处在于：第一，所给出的这种采样数据替代方式能够保证最终获得的信道识别所用采样符号数据序列zi(i＝1,2,…,(n+1),…,(n+m))的周期完整性，避免syncp和syncm信号发生反转时刻对信号连续性影响，从而满足信道识别对信号完整性的基本要求。第二，本发明对采样数据的重新排序，总是从前导数据尾部到前端能够重新排序获得最多的ofdm完整符号的数量，从而保证进一步进行信道估计的数据量最大，提升信道识别性能。第三，本发明方式可以保障前导数据尾部除了加窗部分，具有最少数据点丢失，尾部数据对应接收机处于更稳定的接收状态，这些数据对后续的信道分析更为重要。最后，通过反转数据点之前所数的点数w1，可以带入信道识别过程，对序列重新排序所造成的相位偏移进行整体补偿。

附图说明

图1a、图1b为本发明实施例中前导符号的结构示意图；

图2为本发明中正常无时偏下的周期信号简单示意图；

图3为本发明符号处理流程图；

图4为本发明方法实施所依据的系统的原理及各部件结构关系图。

具体实施方式

本发明方法应用于载波或无线通信中的信道估计，提出了一种针对ofdm前导通信信号的信道估计改进方法，所述前导通信信号由符号syncp及符号syncm组成，syncm＝-syncp，该方法包括以下步骤，

第1步，接收机采样发射机发出的前导信号，并通过接收机的能量识别部分判断前导信号从syncp反转为syncm的反转数据点；

第2步，接收机以所判断的反转数据点开始，对前导采样数据重新分段编号，在反转时刻之后的w1时间点开始：依次每m个采样点为一个ofdm符号，w1时间点的选取以最大信号时延为依据，反转时间与w1时间点之间的时间间隔不超过半个ofdm符号的时间；采样间隔由系统采样频率决定；一个前导信号周期的采样数据划分为符号xn,x(n-1),…,x1，其中数据m为接收机采样一个ofdm符号对应的数据点数，若发射机一个ofdm符号生成时包含n个数据点，则p＝m/n是接收机的采样倍数，n为除了前导第一个符号syncp0之后完整ofdm符号中syncp的个数，而且w1<(n1-r1)×p，n1是发射机发出的符号syncp0的采样数据，r1是syncp0进行加窗的数据点数，所述的加窗是第一个符号的前面r1个采样点通过一个滚降窗来降低ofdm的带外泄漏造成的频谱干扰，；在反转时间之后的w2时间点之后依次每m个数据点为一个ofdm符号，，反转时间与w1时间点之间的时间间隔不超过半个ofdm符号的时间；一个前导信号周期的采样数据划分为符号y1,y2,…,ym，其中m为除了前导最后一个符号syncm(m+1)之前完整ofdm符号syncm的个数，而且w2<(n2-r2)×p，n2是发射机发出的符号syncm(m+1)的数据点数，数据点数就是采样点数，一个数据就是一个采样点，r2是syncp0进行加窗的数据点数；

第3步，进行信道识别的ofdm符号数据zi(i＝1,2,…,(n+1),…,(n+m))满足以下条件：

首先获取syncp的所有n个ofdm符号，每个ofdm符号代表一个符号zi(k)，k表示一个ofdm符号的采样时刻k共有m个采样点，组成一个符号；当i＝1，…，n时，zi(k)＝xi(k)，其中k＝1，…，m；m是指符号，每个符号包含一定长度的采样点数；m是指采样点数；xi(k)指的是信号x是由ofdm符号组成，i是指第i个ofdm符号，k是指该符号中的k采样点；

接收完前面syncp后就是处理syncm符号的数据：当i＝n+1时，z(n+1)的数据收集刚好是从syncp反转到syncm时刻，z(n+1)(k)＝-y(m+1)(k)，此时m＝0，其中k＝1，…，(w1+w2)，y(m+1)是指syncm的数据；由于syncm和先前获取的syncp是取反关系，此时做数据处理时要进行取反操作，z(n+1)(k)＝-y1(k)，其中k＝(w1+w2+1)，…，m，z(n+1)的数据收集刚好是从syncp反转到syncm时刻，所以前面的w1+w2采样数据需要从最后面的半个符号中y(m+1)(k)中拷贝过来；z(n+1)指n+1符号的前面w1+w2个采样点来自y(m+1)中的前面w1+w2；后面的m-(w1+w2)个采样点来自y1的对应部分；也就是说符号n+1的m个采样点，来源来自两个部分；

当i＝(n+2)，…，(n+m)时，zi(k)＝-y(i-n)(k)；i-n＝2、3...m，其中k＝1，…，m；i＝n+2及之后的符号只需要从对应的y2，y3，...，ym直接复制即可；

第4步，依据ofdm符号数据zi进行信道识别计算：

反转数据点之前所数的点数w1和之后所数的点数w2的取值大于接收机的能量识别部分判断反转数据点的最大允许误差w0，而且w1取大于w0的最小整数，w2取小于(n2-r2)×p-w0的最大整数。点数w1、点数w2的设置范围考虑了接收端的同步误差最大允许范围，还要考虑从发射端到接收端的信号经过不同路径产生的时延最大差值，综合考虑确定一个允许误差；通常这个值在数字信号处理中表示采样间隔的点数。

所述的第2步中n为因接收机的能量识别部分丢失部分前导信号而导致采样到的小于完整前导中syncp的最大个数值，从一开机进行同步信号接收有可能碰上同步信号已经丢失一部分，拿到缓冲区时只有不完整的一部分前导信号，如图1a、图1b所示的完整信号，可能会有前面的若干个syncp丢失)，在这些完整syncp符号之前仍有采样到w1个数据点。

假如一个前导由10.5个syncp和2.5个syncm组成。如果开机的时候前面若干个syncp丢失，没法取到，只是丢失了一部分，剩下的的syncp还是存在的。不是指完整的syncp最前面的0.5个syncp符号。

基于系统的同步性能，为了最大限度保证原符号11(符号11，即第一个syncm)的数据完整性，对采样复制点数w可以进行适度的调整，但只能往少的方向调整，大小范围限制在(0～w-1)之间；采样复制点数w的取值范围考虑了接收端的同步误差最大允许范围，还要考虑从发射端到接收端的信号经过不同路径产生的时延最大差值，再加上拷贝的数据来自第12.5个syncm，可用的数据是有限的，综合考虑确定一个允许误差。通常这个值在数字信号处理中表示采样间隔的点数；拷贝的数据来自第12.5个syncm，可用的数据是有限的，只能有一个最大可调整的量。

本发明给出了前导信号截取处理的详细方法，依据该步骤可以针对不同通信制式下前导信号的形式，给出可操作的信道估计数据准备的步骤。比如在电力线高速载波通信系统hplc中，前导的定义就是通过连续符号组成，通过syncp和syncm的符号反转来确定同步的完成，进而利用这些前导信号进行信道估计，包括多个符号对应的每个点进行多次累加，降噪，完成信道估计输入端的时域数据准备工作。

下面结合图3对本发明在具体实施例中作进一步的说明。实施例为本发明在电力高速载波通信系统中的应用，前导结构示意图如图1所示。前导是由10.5个syncp与2.5个syncm组成。syncp的定义为：

其中，c为可用的载波集合，发射机一个ofdm符号生成时包含数据点数为n＝1024，syncm(k)＝-syncp(k)，0≤k≤n-1。

其中，前导开始的0.5个syncp是前一syncp的后半部分，最后的0.5个syncm是后一syncm的前半部分；

接收端假定已经收到13个符号的数据，分别命名前面10.5个符号的数据为syncp，后2.5个符号的数据为syncm。由此，发射机发出的符号syncp0的数据点数n1＝512；除了前导第一个部分符号syncp0之后完整ofdm符号syncp的个数n＝10，即syncp1至syncp10；除了前导最后一个符号syncm3之前完整ofdm符号syncm的个数m＝2，即syncp1至syncp10；发射机发出的最后一个前导符号syncm3的数据点数n2＝512；syncp0头部进行加窗的数据点数和syncm3尾部加窗点数相同，均为r1＝r2＝124。

本发明具体实施中，接收机过采样倍数p＝m/n＝2，接收机采样一个ofdm符号对应的数据点数m＝p×n＝2048。由此，前导通信信号信道估计的处理步骤如下：

第1步，接收机采样发射机发出的前导信号，并通过接收机的能量识别部分判断前导信号从syncp反转为syncm的反转数据点；

第2步，接收机以所判断的反转数据点开始，对前导采样数据重新分段编号：

由(n1-r1)×p＝(n2-r2)×p＝776，而且接收机的能量识别部分判断反转数据点的最大允许误差w0＝19，由w2<(n2-r2)×p-w0＝757，w2取值756。由w0<w1<(n1-r1)×p，w1取最小整数20。由此能够充分利用前导尾部数据。

在反转时间之后w1＝20点之后依次每m＝2048个数据点为一个ofdm符号，分别为符号x11,x10,…,x1；在反转时间之后w2＝756点之后依次每m个数据点为一个ofdm符号，分别为符号y1,y2,…,ym，其中，而且w2<(n2-r2)×p；

第3步，进行信道识别的ofdm符号数据zi(i＝1,2,…,(n+1),…,(n+m))满足：

当i＝1，…，n时，zi(k)＝xi(k)，其中k＝1，…，m；

当i＝n+1时，z(n+1)(k)＝-y(m+1)(k)，其中k＝1，…，(w1+w2)；

z(n+1)(k)＝-y1(k)，其中k＝(w1+w2+1)，…，m；

当i＝(n+2)，…，(n+m)时，zi(k)＝-y(i-n)(k)，其中k＝1，…，m；

第4步，依据ofdm符号数据zi进行信道识别计算；

第5步，然后对mean(n)的数据进行快速傅里叶变换，降噪等等处理，最终得到信道估计值。

此外，基于系统的同步性能，为了最大限度保证原符号11的数据完整性，对采样复制点数w,可以进行适度的调整，但只能往少的方向调整，大小范围限制在(0～w-1)之间。

没有时偏延迟情况下的前导简单示意图，如图2所示。有时偏下周期性符号11受到破坏简单示意图，如图3所示，此时一个符号的周期受到破坏。图4为本发明方法实施所依据的系统的原理及各部件结构关系图。

本发明方法主要包括：从符号10.5中根据在时偏估计中所确定的样点数复制到符号11中相对应的位置，在此基础上对所有符号对应的样点进行求和平均，具体步骤如下：

步骤1、符号syncm1信号完整周期的保证

在该实施例中，n取1024，w为388。把符号syncm2.5中的前面388个采样点替代符号syncm1中原先的对应点。符号syncm1中的后面636个采样点保持不变。

步骤2、所有符号信息对应的采样点求和

在该实施例中，每个符号对应的0～1023采样点做12次求和，得到总和数据sum(n),n的范围在0～1023之间。

步骤3、各采样点求均值

在该实施例中，求和数据sum(n)对应的0～1023采样点各自做平均，得到均值数据mean(n),n的范围在0～1023之间。

当完成步骤3的情况下，对均值数据进行后续的1024点快速傅里叶变换，得到频域值，并做进一步的降噪处理，进而得到更可靠的信道估计值。

最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过上述实施例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其做出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求所限定的范围。