利用信号分解进行线性信号处理的方法和系统

1.下文大体上涉及一种模拟信号处理，更具体地，涉及利用信号分解进行线性信号处理的方法和系统。


背景技术：

2.数字电路在信号存储、处理和抗干扰度方面通常优于模拟电路。因此通常总是在信号处理链中尽可能早地将信号数字化。在无线rf接收器的情况下，这种想法的一个示例是软件定义无线电(software defined radio，sor)；宽带模数转换器(analog
‑
to
‑
digital converter，adc)，紧接着是天线。但是，由于具有高达100db动态范围(dynamic range，dr)和大约几ghz大载波频率的严格阻隔要求，adc功率要求通常无法实现。在一些情况下，在天线与adc之间使用了模拟前端，该模拟前端放大和下变频有用信号，并对无用阻塞信号进行滤波。此类前端通常具有技术上具有挑战性的线性要求和噪声要求，因为它们需要对大阻塞信号所伴有的小信号进行放大，并通过下变频将这些小信号传送到基带，最后在基带中进行滤波。通常，在基带中进行滤波可能不足以应对大的带外(out
‑
of
‑
band，oob)阻塞信号。因此，通常必须使用昂贵且笨重的外部saw滤波器。


技术实现要素：

3.在一个方面，提供了一种利用信号分解进行线性信号处理的系统，所述系统包括：分解模块，用于接收模拟输入信号并执行信号分解，所述信号分解包括将所述模拟输入信号分割成多个小段信号，以产生一个或多个模拟分量和一个或多个数字分量，所述分解模块将每个分量引导到单独的信号路径；以及处理模块，用于对所述信号路径执行一个或多个线性操作。
4.在所述系统的特定情况下，所述信号分解包括将所述模拟输入信号按幅度分割成所述多个小段信号。
5.在所述系统的另一种情况下，所述模拟分量包括所述模拟输入信号的不饱和小段信号，所述数字分量包括所述模拟输入信号的饱和小段信号。
6.在所述系统的又一种情况下，一个或多个相邻的不饱和小段信号彼此重叠。
7.在所述系统的又一种情况下，所述数字分量饱和至与数字值0对应的最小模拟值或饱和至与数字值1对应的最大模拟值，其中所述模拟分量的取值可以介于接地电压与电源电压之间。
8.在所述系统的又一种情况下，所述系统还包括：输出模块，用于输出所述信号路径的一个或多个信号路径的信号。
9.在所述系统的又一种情况下，所述系统还包括：组合模块，用于组合所述信号路径中的一个或多个信号路径；以及输出模块，用于输出组合后的信号。
10.在所述系统的又一种情况下，组合所述信号路径中的所述一个或多个信号路径包括：将所述信号路径中的所述一个或多个信号路径相加。
11.在所述系统的又一种情况下，所述一个或多个线性操作各自包括放大、混频、滤波、卷积、频率转换和光学驱动中的一种。
12.在所述系统的又一种情况下，所述分解模块通过在每个信号路径上施加直流(direct
‑
current，dc)偏移来执行信号分解，并且所述处理模块执行的所述一个或多个线性操作包括在所述电压偏移中的每个电压偏移之后进行放大。
13.在另一方面中，提供了一种利用信号分解进行线性信号处理的方法，所述方法包括：接收模拟输入信号；通过将所述模拟输入信号分割成多个小段信号，以产生一个或多个模拟分量和一个或多个数字分量来执行信号分解；将每个分量引导到单独的信号路径；以及对所述信号路径中的至少一个信号路径执行一个或多个线性操作。
14.在所述方法的特定情况下，所述信号分解包括将所述模拟输入信号按幅度分割成所述多个小段信号。
15.在所述方法的另一种情况下，所述模拟分量包括所述模拟输入信号的不饱和小段信号，所述数字分量包括所述模拟输入信号的饱和小段信号。
16.在所述方法的又一种情况下，相邻的不饱和小段信号彼此重叠。
17.在所述方法的又一种情况下，所述数字分量饱和至与数字值0对应的最小模拟值或饱和至与数字值1对应的最大模拟值，其中所述模拟分量的取值可以介于接地电压与电源电压之间。
18.在所述方法的又一种情况下，所述方法还包括输出所述信号路径中的一个或多个信号路径的信号。
19.在所述方法的又一种情况下，所述方法还包括组合所述信号路径中的所述一个或多个信号路径，并输出组合后的信号。
20.在所述方法的又一种情况下，组合所述信号路径中的所述一个或多个信号路径包括：将所述信号路径中的所述一个或多个信号路径相加。
21.在所述方法的又一种情况下，所述一个或多个线性操作各自包括放大、混频、滤波、卷积、频率转换和光学驱动中的一种。
22.在所述方法的又一种情况下，执行信号分解包括在每个信号路径上施加直流(direct
‑
current，dc)偏移，并且执行所述一个或多个线性操作包括在所述电压偏移中的每个电压偏移之后执行放大。
23.本文设想并描述了这些和其它实施例。应当理解，上述发明内容阐述了系统和方法的代表性方面，以帮助本领域技术人员理解以下详细描述。
附图说明
24.参考附图，本发明的特征将在以下详细描述中变得更加显而易见，在附图中：
25.图1是一种实施例提供的利用信号分解进行线性信号处理的系统的示意图；
26.图2是一种实施例提供的利用信号分解进行线性信号处理的方法的流程图；
27.图3a是典型单级放大器示例的示意图；
28.图3b是图1的系统提供的量化放大器的示例；
29.图4示出了针对不同δv的输入范围扩展的示例；
30.图5示出了重组后低噪声放大器(low
‑
noise amplifier，lna)增益(a
qa
)作为δv的
函数的示例仿真图；
31.图6是图1的系统提供的量化反相放大器(quantized amplifier，qa)的示例实现方式的示意图；
32.图7是图1的系统提供的qa接收器前端示例的示意图；
33.图8是图1的系统提供的具有电阻反馈匹配的lna示例的示意图；
34.图9是图1的系统提供的无源谐波抑制(harmonic rejection，hr)混频器的示意图；
35.图10示出了qa前端的单个小段信号中分频器的有效本地振荡器(local oscillator，lo)波形的布局后仿真相位噪声的示例实验图；
36.图11是具有三级前馈拓扑的示例运算放大器的示意图；
37.图12是示例实验的原型的显微照片图；
38.图13示出了示例实验中在不同偏移下测得的前端的射频(radio frequency，rf)增益；
39.图14示出了示例实验中跨操作频率测得的噪声指数(noise figure，nf)测量值；
40.图15示出了示例实验中p
1db
作为偏移的函数；
41.图16示出了示例实验中针对不同偏移的信号路径(lna和基带)以及跨rf频率的时钟路径(分频器)的功耗；
42.图17示出了示例实验中通过双音测试获得的im3和iip3曲线图；
43.图18示出了示例实验中通过双音测试获得的iip2和im2标绘图；
44.图19示出了示例实验中跨操作频率的3阶和5阶谐波抑制；
45.图20示出了针对不同偏移失配对总谐波失真(total harmonic distortion，thd)的影响的示例仿真结果，该总谐波失真是输入功率的函数；
46.图21示出了针对示例仿真小信号增益作为阻塞信号输入功率的函数；
47.图22a是图1的系统提供的量化反相放大器示例的示意图；
48.图22b示出了图22a的量化反相放大器的传递函数；
49.图23a是针对示例反相器(n＝1)和qa(n＝2、4和8)的v
out
与v
in
的关系图；
50.图23b是针对示例反相器(n＝1)和qa(n＝2、4和8)的增益与v
in
的关系图；
51.图23c是针对用于示例qa(在1ghz下v
ipp
＝n
·
133mv)的信号的信噪比(signal
‑
to
‑
noise ratio，snr)与分解量(n)的关系图；
52.图23d是针对用于示例qa(在1ghz下v
ipp
＝n
·
133mv)的信号的i
dd
与n的关系图，其中；
53.图24a是针对仿真示例qa(α＝7.5/32、7.5/64和7.5/128)的增益与v
in
的关系图；
54.图24b是针对仿真反相器和仿真qa的thd与v
ipp
的关系图；
55.图25a示出了单级反相放大器与13位模数转换器(analog
‑
to
‑
digital converter，adc)的示例级联的示例瞬态噪声仿真；以及
56.图25b示出了示例128单元qa后面接有8个10位adc的示例瞬态噪声仿真。
具体实施方式
57.现在将参考附图描述实施例。为了说明的简单和清楚，在认为适当的情况下，附图
中可以重复附图标记以指示对应的或类似的元件。此外，为了提供对本文描述的实施例的透彻理解，阐述了许多具体细节。但是，本领域的普通技术人员将清楚，可以在没有这些具体细节的情况下实践本文描述的实施例。在其它实例下，未详细描述众所周知的方法、流程和部件，以免模糊本文描述的实施例。此外，描述不应被视为限制本文描述的实施例的范围。
58.除非上下文另有指示，否则本说明书通篇使用的各种术语可以作如下理解：通篇使用的“或”是包括性的，如“和/或”一样；通篇使用的单数冠词和代词包括其复数形式，反之亦然；类似地，性别代词包括其对应代词，因此，代词不应理解为将本文描述的任何内容限制为由单一性别使用、实现、执行等；“示例性”应理解为“说明性”或“示例性”，而不必理解为“优于”其它实施例。术语的其它定义可以在本文中阐述；如从阅读本说明书将理解的，这些定义可以适用于这些术语的先前和后续实例。
59.本文例示的执行指令的任何模块、单元、部件、服务器、计算机、终端、引擎或设备可以包括或以其他方式访问计算机可读介质，例如存储介质、计算机存储介质或数据存储设备(可移动和/或不可移动)，例如磁盘、光盘或磁带。计算机存储介质可以包括在任何方法或技术中实现的用于存储计算机可读指令、数据结构、程序模块或其他数据等信息的易失性和非易失性、可移动和不可移动介质。计算机可读存储介质的示例包括ram、rom、eeprom、闪存或其它存储技术、cd
‑
rom、数字通用磁盘(digital versatile disk，dvd)或其它光学存储器、磁带盒、磁带、磁盘存储器或其它磁存储设备，或可用于存储所需信息并可由应用程序、模块或两者访问的任何其它介质。任何此类计算机存储介质可以是设备的一部分，或可访问或连接到设备。除非上下文清楚指示其它情况，否则本文中阐述的任何处理器或控制器均可实现为单个处理器或多个处理器。可以排列或分布多个处理器，并且即使可以例示单个处理器，本文所提及的任何处理功能也可以由一个或多个处理器执行。本文描述的任何方法、应用程序或模块可以使用计算机可读/可执行指令实现，所述计算机可读/可执行指令可以由此类计算机可读介质存储或以其他方式保存并由一个或多个处理器执行。
60.下文大体上涉及一种成像，更具体地，涉及利用信号分解进行线性信号处理方法和系统。
61.在不存在失真的情况下，模拟放大器的动态范围(dynamic range，dr)通常受到可达到的最大信噪比(signal
‑
to
‑
noise ratio，snr)的限制。给定带宽δf的最大snr通常限于输入峰间电压v
ipp
和输出峰值电流l
op
，如下所示：
[0062][0063]
其中，k是玻尔兹曼常数(boltzmann's constant)，t是绝对温度，g
m
是放大器跨导，γ是跨导的噪声系数。
[0064]
通常，v
ipp
由电源电压v
dd
限定，l
op
由电源电流l
dd
限定，因此，上述等式可以根据从电源(p)汲取的功率重写，如下所示：
[0065][0066]
其中，η
v
＝v
ipp
/v
dd
且η
c
＝l
op
/l
dd
。
[0067]
在一些方法中，也可以用瞬时频率代替δf；特别是，对于噪声受输出电容器带限的情况。最大化电压摆动会提高信号处理链中每一级的电压效率η
v
。因此，通常将所需信号尽可能早地放大到极值并保持在此水平；但是，轨到轨线性放大可能会引入显著失真。在存在较大干扰源的情况下，最大放大通常进一步受限，以避免饱和。
[0068]
本发明实施例提供量化信号处理；例如，图3b中示出的量化电压放大器(quantized amplifier，qa)。图3a示出了典型的单级放大器，而图3b示出了本实施例提供的量化电压放大器。在该示例中，通过单元放大器阵列进行放大，每个单元放大器专门用于放大输入信号的某一小段信号。以这种方式，即使单个单元的输出限于v
dd
，整体总输出也可以超过电源。有利地，这可以允许本实施例在随后的级中具有实际上比该v
dd
大得多的电压摆动，并且增加可达到的最大snr(即，更大的动态范围(dynamic range，dr))。进一步有利地，由于每个元件的电压传递特性可以在多个单元之间平均，因此信号量化能够提高总传递函数的线性。
[0069]
图3a所示的放大器具有电压增益a和介于接地与v
dd
之间的输出，因此具有限于v
dd
/a的输入范围。为了扩展输入和输出电压范围，本实施例的qa将输入分割成n个相同的单元，每个单元理想地消耗原始电流的1/n，如图3b所示。这样可以保持相同的功耗和面积。在一些情况下，本实施例的量化方法还可能导致单个单元的功率降低。每个单元的输入范围仍限于v
dd
/a，但现在每个单元仅负责放大输入信号的一部分。为此，可以在相邻放大器的输入之间添加等于v
dd
/a的偏移。以这种方式，将特性偏移v
dd
/a，使得总输入范围变为n
·
v
dd
/a。在qa的输出处，所有信号可以相加在一起，从而得到等于n
·
v
dd
的虚拟输出范围。在一些情况下，通过在数字域中重组n个路径来完成该相加而不超出电源电压。这样可以将负担从具有更大电源转换为在输出寄存器中具有更多位。由于在保持相同功耗的情况下最大输入/输出信号摆动增加了n，因此从等式(a)中可以得出qa可达到的最大snr(即，dr)比单级放大器可达到的最大snr大n倍。信号功率增大n2倍，snr增大n倍，表明qa的输入参考噪声比原放大器的输入参考噪声大n倍。这是因为qa中的每个单元放大器消耗的电流少n倍，并且只有在不饱和时才会注入噪声。
[0070]
本发明人已经通过以下方式对本实施例的qa进行验证：使其通过65nm cmos中供电电压为1v的反相放大器阵列，随后通过adc，以量化和重组信号。图22a示出了量化反相放大器示例的示意图，并且图22b示出了相关的传递函数。有利的是，不需要直接量化反相器的输出。由于重组是线性操作，因此进一步的模拟信号处理(例如，滤波或信号下变频)可以在反相器与adc之间进行。反相器之间所需的dc偏移可以通过ac耦合输入信号通过电阻阶梯来生成。在一些情况下，为了使偏置的噪声和功耗在给定的输入频率范围内可以忽略不计，可以降低rc组的截止频率，但这样会增大面积。这使得所提出的偏置方案更适合于rf应用。给定图22b中所示的仿真cmos反相器特性，可以假设输入范围是v
dd
/a＝133mv，其中，a＝7.5是中点处反相器的增益。图23a和图23b示出了针对从1到8的小段信号数量n反相器qa的相应电压传递特性和增益，其中偏移设置为v
dd
/a(即，133mv)。与单级反相器相比，输入范围增加n。图23c示出了响应于具有最大幅度(v
ipp
＝n
·
133mv)的1ghz信号，在输出处计算得到的qa的仿真snrδf作为n的函数。根据预期，snr随着n增大，并且与snr
qa
＝n
·
snr
inv
的线性关系(用虚线示出)紧密对应。应注意，如果忽略在图23b中观察到的增益波动所引入的失真，则snr将与dr的增加对应。此外，可以假定adc是理想的，具有足够的位数，以使量化噪声
可以忽略。图23d示出了总电流耗散，其随着n增大而减小。对于100％的电流效率放大器(即，η
c
＝1)，该电流耗散不应依赖于n；但是，在这种情况下，反相器不是100％高效的，因为当两个晶体管在饱和状态下运行时，在v
dd
与接地之间形成直接电流路径，从而使放大器以ab类模式运行。当n增大时，每个单元在大输入信号的驱动下饱和得更快，并且在消耗直接电流路径的区域花费的时间更少。这是本实施例的qa的另一个实质性优点，即在实际实现中使功耗最小化。
[0071]
可以通过将反相器(v
off
)之间的偏移减小系数α(即，设置v
off
＝αv
dd
/a)，使增益特性重叠超过v
dd
/a，来大大减小图23b中观察到的增益波动。由于该操作将使输入范围减小α，因此n必须增加相同的系数，以保持原始输入范围。这在图24a所示的示例仿真中完成，其中，通过减小α和增大n以保持相同的输入范围来获得更大的重叠。增益波动从0.9％(α＝7.5/32，n＝32)改善到0.0001％(α＝7.5/128，n＝128)。应注意，更大的特性重叠(即，更小的α和更大的n)也会使有效增益增加1/α，这是因为输入范围保持恒定(即，α
·
n
·
v
dd
/a)，而虚拟输出范围增加了n
·
v
dd
。但是，由于相邻路径中的重叠信号存在部分相关，因此增益的增量是冗余的，并且不会在snr方面带来益处。这解释了为什么图24a中的比较可以通过将增益归一化1/α来完成。线性的改善可以通过评估总谐波失真(total harmonic distortion，thd)来证明，该总谐波失真是输入信号幅度v
ipp
的函数，如图24b所示。对于小信号幅度(即，v
ipp
＝1mv)，qa的thd相较于单级反相器产生的thd增加8db。对于较大的信号幅度(即，v
ipp
＝200mv)，改善达到64db，其中，单级反相器几乎饱和，而qa利用更大的输入/输出范围。
[0072]
当信号被分割时，每个分量可以单独处理，例如放大。在大多数情况下，由于输入或实现系统的电路中存在非线性，因此每个路径中的信号处理可能不是完全线性的。在一些情况下，在每个信号路径中，当路径接近饱和时，可以压缩信号。这种失真可使系统的整体特性产生失真。但是，通过减少相邻小段信号之间的偏移，可以在相邻小段信号之间创建重叠，从而可以显著减少整体失真；因为重叠可以使系统平均小段信号之间的失真。这种影响在图24a中例示，其中，增益的波动减小，从而使重叠增加。
[0073]
对于最终需要模数转换(analog
‑
to
‑
digital conversion，adc)的应用，例如无线/有线接收器或传感器接口，可以使用adc在数字域中执行信号重组。实际上，由于输出范围的虚拟扩展超出v
dd
，因此在数字域中重组qa输出所需的adc可以比由单级放大器驱动的单个adc消耗更少的功率。通过考虑以下情况来更加直观地理解：将信号分割成n个小段信号而没有重叠(即，α＝1)。在这种情况下，为了达到与单个m位adc相同的动态范围(dynamic range，dr)，qa的每个adc需要2
m
/n量化级。对于相同的品质系数(figure
‑
of
‑
merit，fom)，adc的dr降低n倍所需的功率要少n2倍。在总共n个adc的情况下，与传统方法相比，模数转换所消耗的总功率将少n倍。在存在重叠(即，α<1)的情况下，功耗将缩小系数n
·
α，而不是n。本发明人已经通过图25a和图25b所示两种情况的示例瞬态噪声仿真验证了该益处：分别是单个反相放大器与13位adc的级联、128单元qa(其中，重叠系数为α＝1/16)后面接有10位adc。在qa的情况下，每个adc的分辨率被放宽了3位，这是因为n
·
α≈8。由于α＝1/16而产生的冗余允许以16个一组的形式对qa输出进行重组，同时保持v
dd
的虚拟扩展为8(即，n
·
α)。这只允许使用8个adc，而不是128个adc。通过合并来自16个qa的16个采样电容器在采样保持(sample
‑
and
‑
hold，sh)电路中进行重组，如图25a和图25b中所示。adc通过级联噪声sh电
路和理想的量化器进行建模。采样电容器的大小可以使adc的热噪声受限于等于12的有效位数(effective number of bit，enob)。具体地，13位adc的采样电容器比每个10位adc(由16个采样电容器并联形成)的采样电容器大64倍。对于给定的fom，这种大小设定将使qa adc的总功耗比13位adc的总功耗小8倍，同时保持相同的dr(或enob)。这在图25a和图25b中所示的仿真结果中得到证实，其中，满标度输入信号在处于6.25mhz和在100mhz下采样这两种情况下，获得相似的snr(72db)。应注意，虽然snr设置为由adc决定(为了理解qa adc中位数减少的影响)，但是系统的线性受到模拟放大器的限制。即使输入信号比向单级放大器馈送的信号大n
·
α≈8倍，qa的thd也更好4.2db，这说明了本实施例的实质性益处。
[0074]
本发明实施例还提供了一种具有使用量化模拟(quantized analog，qa)架构实现的模拟前端的接收器。在给定功耗高于标称电源的情况下，量化模拟放大增大了放大器的输入范围，从而改善了给定功耗下的dr，并允许即使在非常低的电压电源下也可以进行电压模式操作。在接收器的环境下，在没有声表面波(surface acoustic wave，saw)设备的情况下，可以利用前者的特性获得操作，而后者实现了一种新型的谐波抑制混频器架构。模拟信号路径的量化也可以使本实施例利用多双曲正切线性化，从而改善小信号失真，例如ip2和ip3。本实施例的qa的dr和无杂散动态范围(spurious
‑
free dynamic range，sfdr)可以容易地重新配置，从而可以使接收器适应阻塞场景并最小化功耗。
[0075]
现参见图1，示出了实施例提供的利用信号分解进行线性信号处理的系统100的原理图。图1示意性地示出了系统100的实施例的各种物理和逻辑部件。系统100包括分解模块102、处理模块104、组合模块106和输出模块106。本文中将更详细地描述模块102、104、106、108中的每一个的实施例。模块102、104、106、108的功能可以在硬件中或通过处理器实现。
[0076]
分解模块102将模拟输入信号按幅度分割成多个小段信号。处理模块104沿单独的路径处理每个小段信号。在一个示例中，输入信号可以由分解模块102进行分割，并且处理模块104可以使用放大器阵列以各自放大路径中的一个路径。在另一个示例中，输入信号可以由分解模块102进行分割，并且每个小段信号可以由处理模块104进行频率转换和放大。信号在路径阵列中分割和处理之后，可以由组合模块106重组；例如，通过将路径相加来重组。组合模块106可以在数字域或模拟域中组合单独的路径。在一些情况下，单独的路径可以由系统100输出，并且组合可以作为另一系统的一部分执行；例如，作为单独放大器的一部分执行。由于重组是线性操作，因此系统100可以适用于任何线性模拟信号处理；例如放大、混频、滤波、卷积、频率转换、光学驱动等。
[0077]
在一些情况下，对于任何输入信号，通过分解模块102进行信号分解(分割)可以产生具有数字分量和模拟分量的混合信号。在这种情况下，数字分量可以通过饱和路径提取，模拟分量可以通过非饱和路径提取。
[0078]
有利地，系统100可以扩展处理的动态范围，并且可以放松任何后续级的功率需求，因为总输出摆动实际上可以超过电源电压。在具有多个放大器的实施例中，使用多个放大器有利于帮助通过增加相邻小段信号之间的信号的相关性(即，重叠)使输入
‑
输出传递特性线性化。此外，能够使用饱和线(即，数字分量)是有利的，因为这样可以扩展动态范围而不引入模拟噪声和失真。
[0079]
虽然本发明可以基于放大器和接收器的示例，但应理解，如本文所述，本实施例可以应用于在信号分解与重组之间发生的任何线性操作。
[0080]
图2是一种实施例提供的利用信号分解进行线性信号处理的方法200的流程图。
[0081]
在方框202处，分解模块102接收模拟输入信号。在方框204处，分解模块102通过将模拟输入信号按幅度分割成多个小段信号并将每个小段信号引导到单独的信号路径来对模拟输入信号进行信号分解。信号分解产生具有一个或多个数字分量和一个或多个模拟分量的混合信号，其中，每个分量在单独的路径上。在一些情况下，饱和路径可以是数字分量，非饱和路径可以是模拟分量。在一些情况下，模拟分量可以取一系列值，例如从接地到电源。有利地，在一些情况下，例如，在重组之前，可以从饱和路径中提取数字分量，并且可以从非饱和路径中提取模拟分量。
[0082]
在方框206处，处理模块对每个信号路径上的分解信号执行线性操作。线性操作例如可以是放大、混频、滤波、卷积、频率转换、光学驱动等。在一些情况下，线性操作可以包括对每个信号路径执行的多个操作。
[0083]
在方框208处，在一些情况下，信号由组合模块106重组；例如，通过在数字域或模拟域或两者中将路径相加。
[0084]
在方框210处，在组合模块106重组信号的情况下，输出模块108输出重组后的信号。在其他情况下，输出模块108仅输出信号路径中的一个或多个信号路径。在这些情况下，信号路径可以在另一级或在另一系统中组合，或者可以保持未组合。
[0085]
本实施例的量化反相放大器可以具有被分割成多个元件的互补金属氧化物半导体(complementary metal
‑
oxide
‑
semiconductor，cmos)放大器，其中，每个元件专门用于仅放大输入信号的一部分。这种信号分解可以带来一些益处，例如扩大放大器的输入和输出范围、增大给定功率的snr以及最小化小信号失真。有利地，在量化模拟放大的情况下，信号在多个路径中分解之后也保持模拟状态。
[0086]
如果考虑图3a中的放大器，则其输入
‑
输出特性定义如下：
[0087][0088]
其中，f(x)是输入与输出之间的连续函数，vr表示饱和前放大器的最大输入范围，[0,vdd]是输出范围。
[0089]
当放大器量化为n+1个小段信号(其中，n为偶数)时，如图3b所示，总传递函数变为：
[0090][0091]
其中，δv是施加在每个小段信号的输入处的偏移，该偏移根据位置i适当缩放(限于
–
n/2与n/2之间)。
[0092]
当δv≠0时，等式(2)可以重写为单元放大器特性f(x)的函数：
[0093][0094]
其中
[0095][0096][0097]
等式(4)和等式(5)的d1(x)和d0(x)分别产生两个整数值，这两个整数值通过对输入信号x的函数进行下取整和上取整得到。等式(3)中的三个数列代表了不同小段信号的状态：从
–
n/2到d1(x)的小段信号饱和到电源电压(v
dd
)(对应于等效数字值“1”)，d1(x)+1与d0(x)
–
1之间的小段信号用作模拟放大器，从d0(x)到n/2的小段信号饱和到接地(对应于等效数字值“0”)。需要说明的是，尽管一些小段信号是饱和的，但是如果输入信号x限于(
–
v
r
–
nδv)/2与(v
r
+nδv)/2之间，则总输出g(x)不饱和。因此，与原放大器相比，输入范围从v
r
扩大到v
r
+nδv。在各种实施例中，输入信号的数字分量可以饱和到对应于数字值0的电压或电流的最小模拟值，或者饱和到对应于数字值1的电压或电流的最大模拟值。通常，模拟分量的取值可以介于最小模拟值(例如接地)与最大模拟值(例如电源电压v
dd
)之间。
[0098]
图4示出了针对不同δv(n＝6)的输入范围扩展。图4示出了具有不使qa放大器饱和的最大幅度的正弦输入信号。在图4中，示出不同小段信号的状态：饱和到vdd、不饱和或饱和到接地。当δv＝0时，所有小段信号完全重叠且不饱和，因此qa放大器的输入范围等于原放大器(即，vr)。当δv＝0.75vr时，特性之间存在部分重叠，但是由于一些饱和小段信号，输入范围增大。对于δv＝vr(第三种情况)，当任一x处只有一个小段信号不饱和时，得到最大输入范围。
[0099]
等式(3)可以更紧凑的形式重写为：
[0100][0101]
其中，d(x)是整数，该整数对应于通过以下等式得到的饱和线产生的数字温度码：
[0102][0103]
等式(6)由两部分组成：由d(x)定义的纯数字分量(即，数字位)，以及由数字上未定义的非饱和小段信号产生的模拟残差，称为液位(liquid bit)。应注意，在传统的混合信号电路中，模拟域和数字域由固定接口(即，adc和dac)分离，在这种情况下，每个小段信号可以根据输入信号的值在其模拟状态与数字状态之间摆动。与在数字信号中一样，饱和小段信号在信号重组期间不会引入模拟噪声或失真。另一方面，保留在液位中的模拟残差使得系统能够消除数字分量产生的量化噪声，但是在信号重组期间可能会引入模拟噪声和失真。
[0104]
qa放大器增益的表达式可以从等式(3)的导数得到，变为：
[0105][0106]
等式(8)示出总模拟增益仅依赖于不饱和小段信号，并且随着重叠而增大(即，如果δv减小)。对于δv＝0，得到最大增益，该最大增益等于原放大器增益f'(x)的n倍。另一
方面，对于δv＝v
r
，当此时仅有一个不饱和小段信号时，得到最小增益(等于f'(x))。通过本发明人对图5所示的该设计中用作lna的qa放大器的增益(a
qa
)进行的仿真，证实了这种行为。图5示出了重组后lna增益(a
qa
)作为δv的函数的示例仿真图；对放大器使用v
r
＝80mv。
[0107]
当δv＝0时，总增益的峰值等于单个单元增益的峰值(例如，7)乘以元件数量(例如，100)。在这种情况下，总输入范围等于单个单元vr的输入范围，即对于峰值以下3db的最小增益，为80mv。随着小段信号之间的重叠减少，增益迅速减小，而输入范围大约增大到1v(即，v
r
+nδv)。
[0108]
如从图5中可以看出，单个小段信号的增益(即，f'(x))定义了总增益(即，g'(x))的形状，以及压缩点和弱失真(例如，ip2和ip3)。可以通过使用g(x)的高阶导数围绕给定偏置点对特性进行级数展开来研究弱失真。如果y(x)为c
∞
，则可以验证：从等式(8)开始，第i阶导数g
i
‑
th
(x)的表达式为：
[0109][0110]
等式(9)表明：g(x)的小信号线性仅依赖于g(x)的液体分量，并且可以通过适当地选择δv以最小化g
i
‑
th
(x)得到改善。在一般的多双曲正切分析中，在电流中发生线性化，其中双极性差分对的电压
‑
电流传递特性类似于双曲正切函数。在本实施例中，线性化可以依赖于同样类似于双曲正切函数的cmos反相器的电压
‑
电压传递特性。
[0111]
在双曲正切方法中，一般目标只是最小化小信号失真(通过平均路径的非线性增益)。因此，可以选择偏移和小段信号的数量，使得对于任何输入电压，所有小段信号都是不饱和的。本实施例的量化模拟放大是实质性改善，因为它还可以添加饱和线以改善大信号失真(例如，压缩点)，并降低噪声(在给定功率下)。
[0112]
本实施例优于多双曲正切方法的优点可以在选择小段信号数量的方法中例示。在多双曲正切方法中，通常选择δv和n，使得对于特性曲线的每个点，所有小段信号产生不饱和电流，这些电流一致以使高阶导数最小化(如等式(9)中)。出于这个原因，对于最优δv，n通常较小(例如，5)，这是因为由于双极设备的指数特性，每个单元的特性饱和得非常快。
[0113]
在本实施例的量化模拟放大中，目的可以是增大放大器的dr。如图4所示，可以通过最大化饱和线(即，g(x)的数字分量)的数量来最大化qa放大器的输入范围。这可以通过增加
△
v或替代地通过增加n来实现。大量的饱和线不仅会导致更大的输入范围，而且对于给定功率，还会导致较大的dr，这是因为饱和线(是“数字的”)不引入模拟噪声，并且通过在电压模式下操作，它们不消耗额外的静态功率。以这种方式，在本实施例的qa放大器中，n可以比多双曲正切方法中的n大得多。以这种方式，可以选择δv以最小化弱失真，而n可以由目标输入范围确定，该范围由v
r
+nδv定义。
[0114]
当放大器被分割成n个子单元时，每个放大器的输入参考噪声会增大n倍，因为每个小段信号都偏置了1/n的电流，以保持原放大器的功耗相同。但是，尽管输入参考噪声如此增大，但当δv增大时，dr也增大。这种关系的出现是因为允许的输入/输出信号摆动增加，而非饱和线的数量减少，非饱和线是唯一在输出端产生噪声的线。这种效果在图4中示出。
[0115]
尽管模拟系统的dr是限制信号解调误码率的主要参数，但对于无线rf前端，输入参考噪声也是一个关键参数，因为输入参考噪声定义了噪声系数(noise figure，nf)以及接收器的灵敏度。在不存在大信号(即，灵敏度测试)的情况下，可以通过假设每个小段信号的相等的输入参考噪声谱密度v
n2
来以分析方式描述nf对δv的依赖。由于在灵敏状态下，输入信号非常小，因此可以执行小信号分析。在这种情况下，qa放大器输出端处的总噪声通过将由非饱和小段信号产生的噪声相加得到，如下所示：
[0116][0117]
其中，d1和d0分别由等式(4)和等式(5)得到，其中，x＝0，f'(iδv)为第i个不饱和小段信号的增益。
[0118]
为了评估nf的表达式(相对于rs的源电阻)，在qa的输出处产生的噪声频谱密度可以通过等式(8)表示的小信号增益参考输入，如下所示：
[0119][0120]
其中，等式(11)的第二项表示由不饱和单元产生的噪声除以由输出处的源产生的噪声。
[0121]
通过作用于δv，可以改变d1和d0(见等式(4)和等式(5))，因此，改变可达到的nf。
[0122]
对于δv＝0，可以得到最小nf(但也可以得到较小的输入范围)。在这种情况下，所有小段信号是并行的，等式(11)可以重写为：
[0123][0124]
这种情况可以表示nf的最佳配置，但是可能表示dr的最差配置。当δv＝vr时(即，只有一个小段信号不饱和)，dr和nf都达到最大值，等式(11)变为：
[0125][0126]
δv的变型是一个具有可重构性的主要参数，因为它可以控制噪声、弱失真和压缩点；这些噪声、弱失真和压缩点定义了dr和sfdr。以这种方式，本实施例的量化rf前端只能在存在干扰源的情况下增大dr。此外，本实施例优于可变增益控制，因为从根本上说，由于噪声和压缩点的缩放比例相同，因此，对于可变增益控制，仅在级之前对增益进行微小的变化不能改变其dr。
[0127]
本实施例可以使用线性重组来重构放大信号。对于最终由adc终止的情况，这种重组可以在数字域中执行。在其他情况下，可以通过添加信号在模拟域中重组信号，使得总输出摆动不超过标称电源。这可以使用例如跨阻抗放大器(trans
‑
impedance amplifier，tia)来实现。
[0128]
图6示出了本实施例的qa放大器的示例实现方式的示意图。图6示出了处理模块、单级放大器602和单级放大器602的特征输入/输出604。图6还将处理模块104示例示出为量化放大器606并将组合模块106示例示出为输出处的重组器608。图6还将分解模块102示例示出为位于每个放大器前面的直流(direct current，dc)偏移，例如电压偏移610，以通过利用放大器的特性的饱和来分离信号。图6还示出了由输出模块106输出的示例输出612。
[0129]
虽然上文描述了对qa放大器示例进行信号分解的本实施例，但本实施例可以应用于任何线性信号处理；例如，如图7例示的qa rf前端所示。
[0130]
高线性前端的一般限制是非线性有源设备。对于大的电压摆动，表现为压缩；对于小的电压摆动，表现为弱失真。一些混频器优先接收器通过避免在前端中存在有源元件来解决这个问题。在这种接收器中，天线直接与无源下变频混频器相连，从而将信号馈入基带，并最终在基带中进行滤波。尽管这种架构可以实现良好的线性，但是与无源元件匹配可能会导致噪声系数(noise figure，nf)大于3db，并且在第一级处缺乏放大可能会导致基带中保持低噪声的功率需求过量(例如，基带中为30mw，lo中为36mw/ghz)。
[0131]
在一些情况下，混频器优先接收器中的噪声系数问题可以通过在基带中通过反馈合成阻抗(以实现高线性)或者通过使用辅助有源路径进行噪声消除来缓解，这通常成为系统的线性瓶颈。由于使用有源元件，这两种方法都需要更多的功率。因此，为了实现低功率，通常仍然需要低噪声放大器(low
‑
noise amplifier，lna)。为了解决压缩问题，主要使用低噪声跨导放大器(low noise trans
‑
conductance amplifier，lnta)，该低噪声跨导放大器甚至可以与变压器配合使用，以使电压摆动大于电源，并增大跨导g
m
。在这种情况下，lnta产生的电流信号只有经过下变频和滤波后才能转换为电压。这有助于输出压缩，但是必须在混频器中使用非常大的开关以实现低lnta输出阻抗，从而增加了频率产生时的功率。阻塞信号滤波技术可以在这方面有所帮助，它通过阻抗转换的概念来创建清晰的滤波轮廓。这允许lnta在阻塞信号频率下具有较低的输出阻抗，因此对于阻塞信号产生的大电流，不会产生很多电压。这种方法甚至可以允许使用电压模式lna，但是相比于电流模式，这些lna的压缩点更低。产生这种阻抗是通过非线性开关过程完成的，因此需要多相lo信号以避免谐波产生，并消耗相当大的lo功率。具有多个lo相位的阻抗转换在某种程度上等效于n路径滤波，该n路径滤波可以用于有源前端和混频器优先接收器，以实现高线性，但也要以牺牲频率产生中的功率为代价。
[0132]
在大多数现有拓扑结构中，谐波抑制多相混频器用于减少由于lo谐波引起的有用信号的去敏。由于噪声与线性之间具有固有的权衡关系，因此在不消耗lna或混频器或基带的过多功率的情况下，提高动态范围(dynamic range，dr)是一项重大的技术挑战。
[0133]
在图7所示的示例中，rf前端被分割成多个(例如，100个小段信号)rf前端单元(即，qa小段信号)，在由处理模块104进行混频器处理后，组合模块106通过使用跨阻放大器(transimpedance amplifier，tia)将当前输出相加来重组这些rf前端单元。在本实施例的特定情况下，每个rf前端单元可以由包括lna、谐波抑制混频器和分频器的线性处理组成，而基带由提供i和q输出的两个差分tia实现。应注意，在qa小段信号中设置混频器不会干扰操作，因为下变频可以是随时间变化的线性操作。qa小段信号之间的偏移可以通过电阻阶梯产生，输入可以ac耦合。在该示例中，所有lna共享相同的电源(即，0.8v)，而v
ladder
用于重新配置偏移δv，从而使前端适应先前所述的各种dr、噪声和压缩要求。由于总dr通常依赖于单元元件的输入参考噪声，因此，在示例中，可以使用100个元件的粒度来对噪声系数(noise figure，nf)和dr进行微调。
[0134]
图8示出了具有电阻反馈匹配的lna示例的示意图。该lna由一个基于反相器的电压模式放大器和电阻反馈匹配组成。lna通过属于图7所示的电阻阶梯的电阻器r
lad
偏置。rf输入通过电容器c
lad ac耦合。反相器的大小可以设定为具有足够大的g
m
以满足最低nf要
求，当所有100个小段信号并行(阶梯中具有零dc偏移)时，可以获得该g
m
。反相器中nmos和pmos晶体管的偏置点可以选择为实现最大g
m
的最高电流效率。这可以通过将反相器电源电压设置为两个所需v
gs
值的总和来实现。在一个示例中，对于15v
–1的g
m
/l
d
，可以对应于800mv的电源电压。应注意，lna的电源只能定义单个小段信号的输入范围(即，v
r
＝80mv)，而qa结构的总输入范围(等于v
r
+nδv)可以通过使dc偏移δv在0mv与10mv之间变化来自定义(即，v
ladder
在0v与0.5v之间)。
[0135]
在量化模拟接收器的一个示例中，根据本实施例，电阻反馈网络可用于与天线(例如50ω天线)匹配。每个小段信号汲取和其输入电压与输出电压的差值除以rf成比例的电流。
[0136]
总输入电流等于：
[0137][0138]
通过a
qa
定义总输出电压(即，所有小段信号的总和)与输入电压的比，输入电阻可以写为：
[0139][0140]
考虑到a
qa
将随着阶梯偏移(即，小段信号之间的重叠)而改变，反馈电阻器r
f
可以调整3位以适应不同增益条件下的匹配。r
f
的另一个条件是它应该大于反相器的输出电阻，以免影响增益。当反相器大小增大以满足nf要求时，可以自动保持此条件。r
f
通过c
f ac耦合到输入，c
f
的大小设定为在操作频率下具有比r
f
更低的阻抗。具体地，因为在qa系统中，所以每个反相器可以在给定时间在不同偏置点操作。
[0141]
lna还可以包括偏置rc网络。输入利用电容通常比输入电容大得多的电容器ac耦合到反相器的栅极，以最小化衰减和栅极电容非线性的影响。两个阶梯电阻器可以将每个小段信号与前一个小段信号和后一个小段信号连接，从而在rf前端单元之间提供连续的偏置和偏移δv(在0mv与10mv之间)。这种配置为电阻器的噪声提供低通滤波，在rf频率上可以忽略不计。以这种方式，增大电阻器大小可以把低通的截止频率推到更低，并且降低了噪声，同时还降低了阶梯功耗。在一些情况下，注意不要过多地减小阶梯电流，因为反相器的栅极泄漏可以围绕偏置点移动，并在阶梯中产生非线性。
[0142]
lna的总噪声系数可以确定为：
[0143][0144]
其中，γ是晶体管噪声系数，g
m
是qa前端中所有跨导的总和。通过增益a
qa
将n个r
f
电阻器的噪声引入输入端，并且使用等式(15)中表示的r
in
假设匹配条件为r
s
＝r
in
，可以确定由于匹配所产生的nf部分。
[0145]
在lnta之后的无源下变频混频器具有具有良好的电流模式架构压缩特性和无源开关的线性，可用于无线电前端。但是，由于需要高阶谐波抑制(harmonic rejection，hr)，这种架构使用多个tia。具体地，这是由于需要对在基带中执行的每个相位中的信号进行缩
放；因为通常不可能对lnta在每个相位产生的电流进行缩放。
[0146]
在本实施例中，如图9的示意图中例示的无源hr混频器可以在如图8所示电压模式lna之后使用。现有的电压模式架构可以允许通过在每个相位中以不同的阻抗终止lna来进行信号缩放。这允许在每个相位中不同的电流流入混频器，因此，仅需要单个基带就足以重组下变频的电流。图9示出了混频器架构的示例，其中c1和c2是阻抗，将lna的输出电压转换为电流信号，电流信号指向每个lo相位中低阻抗基带端子(i+、i
–
、q+、或q
–
)中的一个。以这种方式，流向基带的电流量可以随相位而变化，并且可以产生无3次和5次谐波的有效lo信号。通常，在任何8点处均匀采样的正弦信号不具有3次和5次谐波。此外，对这些采样点的特定选择可以最小化所需的电平量，从而允许在lna之后使用较少数量的阻抗。图9还示出了本实施例提供的采样方案示例。采样方案可能仅需要2个不同的幅度电平，因此仅需要2个不同的电容值c1和c2，其中，c2比c1大1.41倍。在本示例中，使用电容器代替电阻器，以避免热噪声。应注意，这三个电容器作为lna的负载，它们的阻抗通常大于lna的输出阻抗，以允许lna在电压模式下工作。
[0147]
给定下变频方案的混频器跨导可以计算为：
[0148][0149]
在一些情况下，所有qa输出可以在基带低阻抗端子处短接，因此，总rf增益等于a
qa
·
g
mix
。
[0150]
在一个示例中，本实施例的谐波抑制方案可以需要具有45
°
相移和25％占空比的8个lo相位，如图9所示。在一个示例中，这些波形可以使用由4个触发器(8个主从动态锁存器)组成的四分频分频器生成。最初，触发器的位被重置为二进制值
‘
1000’，然后通过移位寄存器进行循环。这使得锁存器输出循环二进制值
‘
11000000’，从而导致25％的占空比波形按预期移位45
°
。
[0151]
在一些情况下，在每个qa rf前端小段信号中具有本地分频器可以简化相位分配。代替在600μm上分布8个2ghz lo相位，即具有6μm间距的100个小段信号，可以传送单个8ghz时钟信号并且可以本地生成波形。可以根据相位噪声要求来定义分频器的大小和功耗，该相位噪声要求可以根据由于等式(4)中的相互混频而产生的阻塞信号噪声系数(blocker noise figure，bnf)贡献来确定；确定为：
[0152]
bnf＝p
b
+l(δf)+174[dbm/hz]
ꢀꢀꢀꢀ
(18)
[0153]
其中，p
b
为阻塞信号功率，根据示例设计规范可以假设为0dbm。
[0154]
在一个示例中，考虑到lna nf在高线性模式(即，在阶梯中具有最大的偏移)下约为7db，并且针对小于10db的总nf，bnf可以高达7db。这表明：阻塞信号偏移时的相位噪声(在本示例中为100mhz)可以小于
–
167dbc/hz。图10示出了qa rf前端的单个小段信号中分频器的有效lo波形的布局后仿真相位噪声的示例实验，该相位噪声由8ghz时钟信号(对于2ghz的lo频率)驱动。100mhz偏移时的相位噪声为
–
153dbc/hz，这表明：总共100个小段信号的相位噪声为
–
173dbc/hz，比要求低6db。在该示例中，在这种情况下，分频器从1.2v电源消耗27.6mw。
[0155]
在上述示例中，反馈r2‑
c2网络将tia的截止频率设置为8mhz，并且使用更大的输入电容c1，来以超过运算放大器单位增益频率的频率提供低阻抗节点。出于稳定性目的，小电
阻器r1与c1串联放置。在一个示例中，运算放大器可以具有如图11所示的三级前馈拓扑，以实现大增益、带宽和输出摆动。第一级具有高增益、低带宽，第二级具有中等增益、中等带宽，第三级具有低增益、高带宽。输入可以ac耦合到每个级，以便当前一级的增益下降时，后一级的增益接替，从而恢复相位下降。以这种方式，即使在高频率下，当前两个级具有非常低的增益，但最后一级仍然起作用时，运算放大器可以表现为类似于一阶系统，因此保持了稳定性。在该示例中，为了实现增益带宽要求，第一级可以设计为具有800nm长的设备，第二级可以设计为具有120nm长的设备，而最后一级可以设计为具有60nm长的设备。在该示例中，三个级分别消耗1.6ma、0.3ma和0.8ma，而偏置和共模反馈电路整体消耗0.3ma。这使得两个运算放大器(i和q)的总功耗在空闲状态下为6mw(用1v电源供电)，在存在大阻塞信号(当第三级吸收或产生额外的阻塞电流时)的情况下为8.5mw。
[0156]
本发明人使用示例原型进行了示例性实验，以验证本实施例的优点。原型采用65nm cmos技术制造，有效面积为0.25mm2。原型的显微照片图如图12所示。单个rf单元宽度为6μm，因此前端总宽度为600μm。基带布局在实现时特别考虑了rf前端的总宽度匹配。芯片被丝焊到一个扣板上，该扣板具有用于lo时钟和rf输入的两个sma连接器。两个连接均受阻抗控制，并具有π匹配网络来补偿寄生效应。
[0157]
图13示出了在示例实验的rf单元之间的不同偏移下测量的前端rf增益。增益测量值在0.7ghz与1.4ghz之间。频率的下限由阶梯的高通特性定义，而上限则由上面解释的分频器操作限制。根据小段信号之间的dc偏移，前端的增益可以在20db与36db之间重新配置。还示出了基带滤波曲线。3db的截止频率为10mhz，在100mhz下得到30db的衰减。因此，在压缩和线性测量中，阻塞信号放置在此偏移处。
[0158]
图14示出了在灵敏状态下和具有处于100mhz偏移(产生1db压缩(p
1db
))的阻塞信号两种情况下针对低噪声配置(即，δv＝0v)示例实验的跨操作频率的nf测量值。nf保持在1.0db至2.8db内，直到1.3ghz，并且由于分频器，开始在1.4ghz处增加。0.7ghz至1.3ghz的平均nf为1.9db。在存在p
1db
阻塞信号的情况下，最大nf增加到7.9db。图14还示出了随着δv的增加nf也增加。nf增加了13db，从δv＝0v(即，v
ladder
＝0)增加到δv＝10mv(即，v
ladder
＝0.5v)。图15示出了从输入
‑
输出功率曲线中提取的示例实验的p
1db
作为偏移的函数。图15示出了当lo频率为900mhz且阻塞信号置于100mhz偏移时，从归一化增益曲线中提取的不同偏移配置。当δv从0v变化到10mv时，压缩点从
–
8.5dbm增加到10.5dbm(增加了19db)。请注意，随着δv的增加，p
1db
的增加速度快于nf，因此dr也增加。在最大偏移v＝10mv处，考虑到nf仅增加13db，p
1db
提高了19db，dr增益为6db。这说明在qa示例中本实施例的实质优点。例如，6db的提升相当于4倍的功率节省。
[0159]
图16示出了针对不同偏移的信号路径(lna和基带)以及跨rf频率的时钟路径(分频器)的功耗。在图16中，示出在阶梯中不同偏移处lna和基带的电流消耗。在每种情况下，测量以下两种配置下的电流：在没有阻塞信号的情况下(即，在灵敏状态下)和在存在p
1db
阻塞信号的情况下。在灵敏状态下，对于零偏移(δv＝0v)，从0.8v电源供电操作的lna的最大功耗为7.4mw，对于最大偏移(δv＝10mv)，按预期功耗下降到约2mw。在较大偏移下存在p
1db
阻塞信号的情况下，混频器电容中消耗的动态功率将lna消耗增大到最大5.8mw。基带功率不依赖于偏移，因为基带功率仅依赖于进入tia的电流。在没有阻塞信号的情况下，下变频并注入tia的电流信号非常小，因此从1v电源供电操作的基带消耗6.6mw。在存在p
1db
阻塞信
号的情况下，注入tia的电流增大，功率上升到8mw。整体信号路径在灵敏状态下消耗14mw，在存在最大阻塞信号的情况下消耗13.8mw。图16中还示出了跨rf频率的分频器电流。该电流按预期线性增加，斜率为37.2mw/ghz(比前述的布局后仿真预测的斜率大2.7倍)，并且由于分频器功能失调，在1.4ghz后电流下降。
[0160]
在一些情况下，qa系统的线性不能轻易用iip2和iip3等度量来表征，因为由于对传递特性进行平均，失真分布在多个高阶项上，而不是仅围绕低阶项累积。但是，仅出于说明目的，并且为了与其它方法进行比较，通过扫描输入功率来执行iip2和iip3测量。图17示出了通过双音测试得到的示例实验的im3和iip3曲线，其中，在702mhz和800mhz处放置阻塞信号，从而在898mhz下产生互调产物，使用900mhz lo将该互调产物下变频到2mhz if频率。如图所示，即使对于小信号功率δv＝2mv，本实施例也提供比δ＝0v好6db的iip3。这是由于与单级反相器相比，对qa架构的传递特性平均化。由于传递特性中的增益波动，增大δv会进一步减小小信号iip3。但是，随着信号幅度的增大，波动并不那么重要，并且iip3会进一步提高。随着偏置电压的增大，iip3的峰值功率增大。随着功率的进一步增大，压缩会使iip3再次下降。iip3总体从1dbm变化到20.5dbm。对于图18中所示的iip2和im2标绘图，可以观察到类似的行为，该曲线是从在1000mhz和1002mhz处放置阻塞信号以在2mhz处产生泄漏互调产物的示例实验的双音测试获得。在较高的信号功率下，增加δv可以改善iip2。iip2总体从35dbm变化到75dbm。
[0161]
使用δv＝4mv和2mhz的if带宽测量本实施例的谐波抑制。图19示出了示例实验的跨操作频率的3阶和5阶谐波抑制；通过以比lo频率大3倍和5倍的频率(加上2mhz if带宽)向输入端施加信号来测量。在这种情况下，针对3次谐波，得到40db至68db的抑制，针对5次谐波，得到50db至70db的抑制。
[0162]
表1提供了示例实验中的原型接收器与其他方法的比较。将原型与以下各项进行比较：具有辅助噪声消除路径和谐波抑制的混频器优先接收器、具有基于变压器的lnta以实现大于电源的摆动的接收器，以及具有电压模式lna的接收器，该电压模式lna具有阻抗上变频以帮助lna输出压缩。
[0163]
表1
[0164][0165]
如在示例实验中验证，本实施例提供了一种具有实质改进的rf接收器，该rf接收器具有量化模拟前端，该量化模拟前端具有可重构dr和谐波抑制架构。系统可重构性允许nf低至1.9db且压缩点高至10.5db，同时在信号路径中仅消耗14mw。尽管使用了电压模式lna，但是qa架构使得如此高的压缩点成为可能。电压模式操作也有利于混频器中的3阶和5阶谐波抑制，该混频器随后只有两个基带tia。
[0166]
为了说明随机失配对量化模拟前端(quantized analog front
‑
end，qafe)的线性的影响，本发明人执行了两组不同的示例仿真：一组用于评估对由大信号产生的总谐波失真(total harmonic distortion，thd)的影响，另一组用于评估大干扰源对较小有用信号的影响(即，去敏测试)。在三种不同的偏移δv下进行这种仿真：δv＝0v(无偏移)、δv＝4mv(中等偏移)、δv＝10mv(最大偏移)。每个示例仿真执行两次，一次在标称条件下，一次使用晶体管、mim电容器和电阻器的失配模型。失配仿真仅对一个种子(seed)执行。示例仿真能够证明qafe元件之间的增益和偏移失配对整体传输特性的影响。
[0167]
在示例仿真中，为了评估失配对thd的影响，使用
–
40dbm至10dbm的输入功率对整个100个元件的qafe进行仿真，并计算了100个谐波的thd。
[0168]
图20通过示出失配对thd的影响示出仿真结果，该thd作为qafe元件之间不同偏移的输入功率的函数。无偏移(即，δv＝0v)时，thd性能在两种情况(即，标称和失配)下是相同的，因为所有小段信号在单个偏置点并行操作。对于δv＝4mv，在低输入功率下，相比于δv＝0v，总thd得到改善，并且失配的影响可以忽略不计(变化小于1db)。这种行为可以解释为，考虑到δv＝4mv，在特性之间存在相当大的重叠，这不仅平均非线性，而且平均失配的影响。事实上，由于反相器的输入范围约为80mv，其中，δv＝4mv，因此存在20个不饱和小段信号重叠。
[0169]
在示例仿真中，对于δv＝10mv和低输入功率(低于
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10dbm)，标称情况和失配情况
下的thd具有相当大的差异(约10db)。这种影响可以归因于与前一种情况相比，重叠的元件的数量较少(例如，8个反相器，如果输入范围是80mv，如之前考虑)。失配实质上使小信号非线性的平均化无效，thd趋向于无重叠的情况。另一方面，在更大的输入功率下，失配的影响再次减小，这一次是因为更大的信号通过重放多个增益特性，从而通过平均差异来探索更多的小段信号。尽管在低功率下存在差异，但对于δv＝10mv，压缩点为10.5dbm。这意味着如果使用这种模式，信号功率可能已经超过
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10dbm，并且因此，失配的影响可以忽略不计。因此，如果系统适应于输入信号功率，则失配不应该产生显著问题。
[0170]
在示例仿真中，通过去敏测试表征了大干扰源对小有用信号的影响。通常，在放大器中，存在大信号和小有用信号往往会通过影响小信号增益(最终通过减小小信号增益)而使操作点产生某种“摆动”。在本实施例的qafe的情况下，存在大阻塞信号具有类似的效果，因为输入处的电压信号的瞬时值定义了哪些放大器在给定时间是活动的。在这种情况下，存在失配会影响总信号增益。为了表征这种影响，在具有和没有线间失配的情况下进行了去敏仿真测试。图21示出了小信号增益作为阻塞信号输入功率的函数(对于v＝0v、v＝4mv和v＝10mv)。1.8ghz的
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60dbm小信号与2ghz的阻塞信号一起应用于输入，阻塞信号的功率范围为从
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50dbm到10dbm。在这种情况下，即使在较大的偏移下，失配也不会对小信号增益具有显著影响。这是因为即使在最大的δv＝10mv的情况下，仍然存在8个单元的重叠，并且通过探索几条线来平均线间失配。
[0171]
尽管已经参考某些特定实施例描述了本发明，但是在不脱离如所附权利要求中所概述的本发明的精神和范围的情况下，本发明的各种修改对本领域的技术人员来说是显而易见的。上述所有参考的全部公开内容通过引用方式并入本文。