一种基于偏振调制器的测量范围可调的瞬时频率测量方法和系统与流程

本发明涉及光通信领域、微波光子学测量技术领域，尤其涉及通过色散效应将微波信号的频率信息转化为功率信息的频率-幅度映射测频技术，提供一种系统结构简单，通过调节偏置电压和下支路偏振角可以改变系统测量范围，且能够通过优选acf的斜率改善系统测量分辨率的瞬时频率测量方法和系统。

背景技术：

在电子战(ew)领域，接收雷达信号的瞬时微波频率测量(ifm)可用于在进一步处理之前识别未知射频(rf)。由于其固有的电气瓶颈，传统的电子频率监测器的测量范围有限，集中在0.5至18ghz，并且在复杂和易变的环境中表现不佳。光子辅助瞬时频率测量被认为是解决电子瓶颈的新方法。与传统的电子学方法微波频率测量相比，光子辅助方法具有更大的测量范围，不易受温度和湿度等环境因素的影响，此外，它在抗电磁干扰方面具有独特的优势。

目前，已经提出了很多基于微波光子学的微波频率测量方法，光子型微波测频方案大致可以划分为5类：扫描型测频、频率-幅度映射型测频、频率-空间映射型测频、频率-时域映射型测频和光子压缩感知技术。扫描型光子测频方案大致可以分为两种，一种是利用一些光器件的特殊性质，以时域扫描的方式将微波频率信息显示出来；另一种是基于光波长的扫描特性。频率-空间映射型是将微波频率信息转换成空间位置上的分布或者不同输出端口上的分布，亦称之为信道化滤波器型测频。频率-时域映射型测频方案，是根据不同波长光波通过色散介质的时延不同，将待测微波信号加载在光波上，建立微波信号频率与时延的映射关系。光域压缩感知技术是针对频率稀疏的微波信号，通过一个与傅里叶基不相关的观测矩阵将原始信号的尺寸大大压缩后进行采样，并通过重构算法以高概率准确恢复出原始信号。频率-幅度映射型测频方案的物理机制是将微波信号的频率信息转换成幅度(或功率)信息，通过检测幅度信息间接测量出待测频率值。频率-幅度映射又可以分为两种：一种是将微波频率信息转换成微波功率，探测和对比微波功率值解调得到频率值；另一种是将微波频率信息转换成光功率，以光功率探测的方式来分析微波频率。第一种需要使用色散介质来建立幅度比较函数(acf。第二种则需要)两个互补的光学滤波器，并且通过监视光功率来估计微波频率。

研究表明，扫描型测频基于方案实施的微波频率测量精度与所选用光源以及光滤波器的稳定性相关，由于光源的输出波长与光滤波器的传输函数易受外界环境影响、且光滤波器滤波带宽限制，测量精度往往不是很高；频率-时间映射型测频方案往往可以实现多个频率同时测量，但是由于超短脉冲的频谱宽度远远超出了现有光电探测器和示波器的观测带宽，导致频谱分辨率差；光子压缩感知技术由于目前模数转换器的采样率有限，很难直接对大带宽的信号进行数字化；频率-幅度映射测频方案具有可实现瞬时测量、结构简单、可测量频率较大且分辨率较高的优势，成为目前瞬时频率测量技术的热点。

目前，研究人员提出了多种方案以实现瞬时频率测量，主要可分为两类：(1)将微波频率信息转换成光功率。如：使用单个激光器和一对互补梳状滤波器将光学载波与传输频率响应的峰值或谷值对齐。尽管光功率可以通过低速pd转换为光电流，但频率测量范围通常为滤波器的自由光谱范围(fsr)的一半。(2)将微波频率信息转换为微波功率。如：频率测量分别通过相位调制器(pm)、偏振调制器(polm)和mach-zehnder调制器(mzm)实现。尽管可以通过减小色散介质的长度来增加测量范围，但是测量分辨率仍然受到限制。为了平衡ifm系统的测量范围和分辨率，可调节测量范围的ifm有望提供解决方案。可以使用两个不同波长的激光和一个polm来获得频率测量的可调范围，并且通过减小acf曲线的测量范围来提高分辨率。但是使用双激光器会增加系统成本；也可以通过调整激光器的波长或色散元件的色散来调整测量范围，但是需要重新校准以确保测量精度，并且系统无法进行瞬时测量；此外，可基于双极化马赫曾德尔调制器(dpol-mzm)来实现可调的测量范围，但是系统需要复杂的偏置控制最小化mzm的偏置漂移。基于两波长的微波功率监测系统在范围可调性方面表现良好，但其显著缺陷是acf函数的斜率小，导致测量分辨率偏低。

通过调研发现，在已有瞬时频率测量系统基础上，提出一种系统结构简单，通过调节偏置电压和下支路偏振角可以改变系统测量范围，且能够通过优选acf的斜率改善系统测量分辨率的瞬时频率测量方法和系统。

技术实现要素：

本发明提出了一种基于偏振调制器的可调测量范围的微波瞬时频率测量方法和系统。

该系统主要由连续光波激光器(cw)、光偏振调制器(polm)、单模光纤(smf)、两个偏振片(pol)、两个光电探测器(pd)、两个光学环形器和三个偏振控制器(pc)组成。在该方案中，polm作为一种特殊的相位调制器，同时支持横电(te)和横磁(tm)模的调制，具有互补的相位调制指数。由cw激光器输出的线性偏振光波通过pc0耦合到polm中，并在polm中被待测的微波信号调制。这里pc0用于调节入射光波的偏振方向相对于polm的主轴夹角为45°，以使polm中te模式和tm模具有相同功率。直流偏置电压vbias与待测微波信号耦合同时施加到polm，使两个正交模之间引入一定相位差。如果cw激光器发射的光波表示为e0exp(jωct)，假定待测微波信号为未知角频率ω的正弦波，则polm输出光波场可以表示为

式中，m＝πvrf/vπ表示polm的调制指数，ψ＝πvbias/vπ是直流偏置引起的相移，其中vrf是rf信号的电压，vπ表示polm的半波电压。可以看出，te和tm模式分别引入了额外的相移+ψ和-ψ，因此两个模式之间存在2ψ的相对相移。将jacobi-anger扩展应用于式(1)，得

其中jn(·)表示第一类的n阶贝塞尔函数。在小信号条件下，这里忽略了二阶和更高阶边带。由式(2)可以看到polm输出的te模和tm模光波场均包含光载波和两个1阶边带，且输出光波场中te模和tm模的光载波和±1阶边带幅度分别相等，而te模中的+1阶边带相位超前光载波、-1阶边带相位滞后光载波，te模中的+1阶边带相位滞后光载波、-1阶边带相位超前光载波。

为了构建幅度比较函数，通过1×2光功分器将polm输出光波分成两束。在上部分支中，通过级联的偏振片pol1和pc1提取沿x轴方向的te模，即

在下支中，通过调节pc2将正交偏振的te和tm模以偏振角α投影到pol2的透射轴上，组合为的线性偏振光波

由式(4)可见，由于te和tm模中光载波和两个1阶边带的相位不同，pol2输出线偏振光波中的光载波和两个1阶边带与上支路输出的te模对应光频成分具有不同的幅度和相位。

为了将频率信息映射到相位上，通过色散模块为上下支路引入相同的相移。色散模块由一段单模光纤smf和两个光环行器组成用于实现光信号的双向独立传输、且经历相同色散，相同频率成分的相移完全相等。来自上支路的光波通过光环行器1的1端口-2端口注入smf，并在光纤传输后经环行器2的2端口-端口3输出；同时，来自下支路的光波经光环行器2的1端口-2端口沿相反方向注入smf，并从光环行器1的2端口-端口3输出；由于两个光信号在同一smf上沿相反方向上传输，分开输出，两光信号经历的色散相同，相同频率的光频成分引入的相移完全相等。如果光波在光纤中的传播常数可以表示为

式中，β(ωc)是在角频率ωc处的传播常数，β'(ωc)和β”(ωc)是β(ω)相对于角频率ωc的一阶和二阶导数，而β”(ωc)＝-λ0²d/2πc，其中d和λ0＝2πc/ω0分别是smf的色散系数和光载波的中心波长。忽略β(ω)的三阶和其他高阶导数，光载波在ωc处的相移和在ωc±ω处边带的相移可表示为

其中l是光纤长度。经光纤传输后，从环形器1和2输出的光波可以表示为

从式(7)和(8)可以看出，由光纤色散引起的相移仅取决于光波的频率，与te模式还是tm模式无关。

由平方律光电探测器pd1和pd2将光信号转换成电信号，光电流为i(t)＝η|e(t)|²，其中光电流中的交流成分可表示为

式中η是pd的响应度。根据光电流，可以构造幅度比较函数(acf)：

根据式(11)，对于光源波长λ0、polm半波电压vπ、光纤色散系数d和长度l为常数的系统，上下支路光信号所经历的相移与polm的偏置电压vbias、偏振角α、光信号和待测微波信号的频率有关，当偏振角α和偏置电压vbias固定时，acf是待测微波信号频率的函数，而与光功率和输入微波功率无关，因此能够基于acf推算待测微波信号的频率。调节偏振角α和偏置电压vbias能够改变acf峰值点的位置，从而调节频率测量范围。

本发明提供一种微波瞬时频率测量(ifm)系统。.

系统由光调制部分、对比光路部分、色散模块和信号处理部分四部分构成。其中，光调制部分包括：一个连续波激光器cwld、一个光偏振控制器pc0、一个直流电压源、一个光偏振调制器polm；对比光路部分包括：一个1×2光功分器、两个偏振片pol、两个光偏振控制器pc1和pc2；色散模块包括：两个光环形器、一段单模光纤smf；信号处理部分包括：两个光电探测器pd1和pd2。连续波激光器cwld：用于产生所需要的中心波长为λ0的连续光波作为待测微波信号的光载波；光偏振控制器pc0：用于调节cwld输出的线偏振光的偏振方向，使输入线偏振光的偏振方向与polm的te模和tm模偏振方向均成45°夹角；直流电压源：提供与待测微波信号耦合的直流偏置电压，通过调节偏置电压改变polm输出光波的te模和tm模引入相移的大小，进而调节瞬时频率测量范围；偏振调制器polm：在待测微波信号驱动下，用于对输入光波的te模和tm模进行调制指数为等幅反相的相位调制，并通过与待测微波信号耦合的直流偏置电压对输出光波te模和tm模的光波引入相反的相移；1×2光功分器：将从polm输出的光信号分为两路；光偏振控制器pc1和pc2：用于调整进入偏振片pol的线偏振光的偏振方向；偏振片pol1：用于沿x轴方向提取te模式，而隔绝tm模式；偏振片pol2：用于将正交偏振的te和tm模以偏振角α组合为线性偏振光；光环形器1和2：是一种具有非互易特性的三端口光器件，光信号由任一端口输入时，都能按顺序从下一端口输出，而该端口与其他端口不通，用于实现上下支路的光信号在同单模光纤中沿相反的方向传输；单模光纤：利用其色散特性为光信号中光载波和两个1阶边带引入随波长变化的相移，相移的大小由单模光纤的色散系数、长度及光信号的波长决定，且该相移随信号频率线性变化，以获得频率-幅度映射关系；光电探测器pd1和pd2：用于对上下支路输出的光信号转换为电信号，提取交流分量用于构建acf函数。

与其他微波瞬时频率测量系统相比，本发明提供的微波信号瞬时频率方法和系统的优点在于：系统仅需要一个激光器、一个偏振调制器及一段单模光纤，结构简单，系统成本低；所用的光调制器为偏振调制器，仅需要加一个直流偏置，不需要复杂的偏置控制，所以不会因为偏置电压漂移而影响系统稳定性；系统测量范围可以通过改变偏置电压及下支路偏振角来调节，具有较高的灵活性；系统在较低频段具有较大的acf曲线斜率，提高了系统的测量分辨率。因此，本发明所提出的瞬时频率测量系统结构简单、成本低且不需要复杂的偏置控制，可以有效地提高acf曲线的斜率，进而提高测量系统的分辨率，且测量范围可调节，具有重要实际意义。

附图说明

图1基于偏振调制器的瞬时频率测量原理及系统结构示意图

图2当偏振角α固定为30°，调节偏置电压分别为0.0056vπ,0.017vπ,0.042vπ,0.083vπ,0.25vπ时所测得acf曲线

图3当α＝30°、vbias＝0.25vπ时，在3-34.8ghz内微波频率测量值与理论值对比及误差。

图4基于仿真所得acf曲线差分运算所得分辨率值与理论值对比

图5当偏置电压固定为0.25vπ，改变偏振角为10°,20°,30°,40°和45°时所测得的acf与理论acf的比较。

图6当α＝45°，vbias＝0.25vπ时，在3-42.8ghz内测得的微波频率与理论值对比及误差。

具体实施方式

本发明提供一种微波瞬时频率测量实现方法和系统，系统链路如图1所示，具体实施需采用如下步骤：

连续波激光器发出的中心波长为1550nm、线宽为0.5mhz的线偏振光经偏振控制器pc0注入光偏振调制器polm中，调节pc0使线偏振光的偏振方向与polm的te模和tm模的偏振方向均成45°夹角，使线偏振光在polm的两个正交偏振态上的分量相等；频率未知的待测微波信号与一个直流偏置电压vbias耦合驱动polm对te模和tm模进行调制系数大小相等、符号相反的相位调制。与待测微波信号耦合的直流偏置电压vbias用于在te模式和tm模式之间引入一定的相位差。由于输入rf信号的功率很小，在小信号调制下，二阶及二阶以上边带可以忽略不计。

polm输出的光波通过1×2光功分器分成两束进入两个支路进行不同的偏振处理以构建幅度比较函数。在上分支中，使用pol1和pc1沿x轴方向提取te模式，此时tm模式被阻挡，只有te模式通过偏振片。在下分支中，通过调整pol2和pc2将正交偏振的te和tm模以偏振角α投影到的pol2的透射轴方向，形成偏振角为α的线性偏振光波。

接着使用色散模块为上下支路引入相移，将频率信息映射到相位上。该模块由两个光环行器和一段长度为2km，色散系数为17ps/nm/km的色散光纤组成。上支路的光波通过光环行器1的1端口-2端口注入smf，并在光纤传输后经环行器2的2端口-端口3输出；同时，下支路的光波经光环行器2的1端口-2端口沿相反方向注入smf，并从光环行器1的2端口-端口3输出；由于两个光信号在同一smf上沿相反方向上传输，分开输出且不受光纤偏振模色散的影响；由于两个光信号经历的色散相同，相同频率的光频成分引入的相移完全相等。

两个环形器输出的信号分别由两个灵敏度均为1ma/mw的光电二极管pd1和pd2进行光电转换。提取pd1和pd2输出光电流的交流成分并进行相除预算，得到acf值。此时光源波长λ0、polm半波电压vπ、光纤色散系数d和长度为l值是固定的，当偏振角α和偏置电压vbias一定时，acf与光功率和输入微波功率无关，只是微波频率的函数，因此可以利用acf函数推算出待测微波信号频率。通过调节加载在polm上的直流偏置电压vbias或偏振角α可以改变acf函数峰值出现的位置，即可改变测量范围。

如图2所示为当偏振角α固定为30°时，调节偏置电压分别为0.0056vπ、0.017vπ、0.042vπ、0.083vπ、0.25vπ时得到的acf曲线，此时对应的测量范围分别为3-8.2ghz、3-14.2ghz、3-22ghz、3-28.6ghz和3-34.8ghz，这表明改变偏置电压可以改变系统测量范围。为了检查微波频率测量的准确性，图3给出了当α＝30°，vbias＝0.25vπ时，在3-34.8ghz内测得的微波信号频率与理论值对比及误差。可以看出，3ghz以上频段微波频率与理论值吻合良好，最大测量误差保持在0.1ghz以下。为了展示通过仿真获得的测量分辨率，基于仿真所得acf的差分运算来表示该系统的分辨能力，结果如图4所示。从图4可以看出，仿真结果所计算得到的分辨率与由acf差分表示的分辨能力的理论值吻合，且分辨能力随着频率测量范围的增大而减小，这意味着要在测量范围和精度之间进行权衡，在测量中可根据实际情况通过适当减小测量范围来提高频率测量精度。

图5显示了在偏置电压固定为0.25vπ，改变偏振角所测得acf与理论acf的比较。从图5可以看出，通过调整偏振角为10°、20°、30°、40°和45°时，可以分别获得3-20.2ghz，3-28.6ghz，3-35ghz，3-40.4ghz和3-42.8ghz的不同测量范围，这意味着还可以通过改变偏振角来调整测量范围。当vbias＝0.25vπ，α＝45°时，可以获得系统的最大测量范为42.8ghz。图6显示了当α＝45°，vbias＝0.25vπ时，在3-42.8ghz内测得的微波频率与理论值对比及误差。可以看出，3ghz以上频段微波频率测量值与理论值吻合，最大测量误差仍然保持在0.1ghz以下。

综上所述，本发明提出了一种微波瞬时频率测量方法和系统。所设计的瞬时频率测量系统由一个cw激光器、一个光偏振调制器、两个偏振片、两个环形器、三个偏振控制器及一段单模光纤构成，具有结构简单、成本低，通过调节偏置电压和下支路偏振角可以改变系统测量范围，且能够通过优选acf的斜率改善系统测量分辨率的优点。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。