NR系统进行DCI盲检的方法及装置与流程

本申请涉及一种无线通信技术，特别是涉及一种用于5gnr（fifthgenerationradioaccesstechnology，第五代无线接入技术）协议中基于pdcch（physicaldownlinkcontrolchannel，物理下行控制信道）dmrs（demodulationreferencesignal，解调参考信号）的信道估计来提高dci（downlinkcontrolinformation，下行控制信息）盲检效率的方法及装置。

背景技术：

lte（longtermevolution，长期演进技术）系统中，pdcch统一采用小区（cell）级且始终在线（alwayson）的crs（cell-specificreferencesignal，小区特定参考信号）进行信道估计。同一小区内各个ue（userequipment，用户设备）采用相同的来生成crs伪随机序列，其中表示小区id（identity，标识）。crs伪随机序列的初始化值cinit如公式一所示。

（公式一）。

其中，当crs是drs（discoveryreferencesignal，发现参考信号）的一部分且对于帧结构类型三（framestructuretype3）而言，其他情况下。ns表示时隙（slot）编号，表示ofdm（orthogonalfrequencydivisionmultiplex，正交频分复用）符号编号，ncp表示ofdm符号的循环前缀，运算符“”表示乘法运算，运算符“”表示取模运算，运算符“”表示向下取整运算。本文件中，相同的符号及运算符具有相同含义，以下不再赘述。

dci盲检时，ue在信道估计阶段，无法基于crs估计出的信道来判断当前pdcch候选（pdcchcandidate）上的时频资源上是否承载了该ue的dci信息。

nr系统中，pdcch采用小区级和ue级两种类型的dmrs参考序列进行信道估计，并且一个coreset（controlresourceset，控制资源集）时频资源上的pdcchdmrs序列可能采用不同的初始化值，pdcchdmrs序列的初始化值cinit2如公式二所示。

（公式二）。

其中表示时隙上的ofdm符号数，表示无线帧上的时隙数。

公式二中，ue初始化pdcchdmrs序列时采用的nid可能是高层配置的pdcchdmrs扰码标识（pdcch-dmrs-scramblingid，也称pdcchdmrs加扰标识），也可能是小区id即。coreset上的非本ue的pdcch候选资源上是否存在pdcchdmrs，ue不能做任何假设，待盲检的pdcch候选上可能存在有效的pdcchdmrs，也可能不存在有效的pdcchdmrs。dci盲检时，ue首先在coreset上基于自己的pdcchdmrs序列进行信道估计。如果reg捆绑（regbundle。其中reg表示resourceelementgroup，资源元素组，也称资源粒子组）对应的pdcchdmrs时频资源上没有传输有效的pdcchdmrs序列[如：基站未发送任何数据、或者发送的是pdsch（physicaldownlinksharedchannel，物理下行共享信道）数据、或者pdcchdmrs序列的初始化nid不同]，解扰后的信道hls近似为随机值，在该reg捆绑上基于解扰后的信道hls计算的信噪比（signal-to-noiseratio，snr）将偏离真实值（如：当采用频域相关矩阵来计算信噪比时，十进制信噪比近似为0）。如果reg捆绑对应的pdcchdmrs时频资源上传输了有效的pdcchdmrs序列（如：pdcchdmrs序列的初始化nid相同），在该reg捆绑上基于解扰后的信道hls计算出的信噪比接近于实际环境下的信噪比值。

技术实现要素：

本申请所要解决的技术问题是在nr系统中，为了尽可能提高pdcchdci盲检效率，通过在pdcchdmrs信道估计阶段计算出reg捆绑级的信噪比供后续dci盲检判决使用，通过识别无效pdcch候选来减少dci盲检计算量和提高dci盲检速度。

为解决上述技术问题，本申请提出了一种nr系统进行dci盲检的方法，包括如下步骤。步骤s12：基于网络侧配置的参数获取准共站址qcl关系，计算参考信噪比门限值。步骤s14：在控制资源集coreset上，基于预编码粒度对物理下行控制信道pdcch的解调参考信号dmrs采用线性最小均方误差lmmse准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计。步骤s16：在pdcchdmrs信道估计阶段以资源元素组reg捆绑为单位计算每一个reg捆绑级的信噪比。步骤s18：在下行控制信息dci盲检pdcch候选前，先基于每一个reg捆绑级的信噪比计算出当前pdcch候选上的平均信噪比；随后判断当前pdcch候选的平均信噪比是否小于参考信噪比门限值；若是，则停止该pdcch候选的后续盲检步骤；否则，继续该pdcch候选的后续盲检步骤；重复步骤s18处理下一个pdcch候选，直到遍历所有待检查的pdcch候选。本申请在步骤s18中基于信噪比对dci的盲检进行预筛选，具体而言是在dci盲检前对待检查的pdcch候选的信噪比进行判决，避免对无效的pdcch候选进行复杂的解调、解码和crc检验等计算。

进一步地，所述步骤s12中，所述网络侧配置的参数是指搜索空间集和coreset的配置参数；所述获取qcl关系是指获取与当前coreset的pdcchdmrs具有qcl关系的信道或参考信号，包括同步信号块ssb信号或者时间/频率跟踪的信道状态信息参考信号csi-rs。这是对步骤s12的详细说明，给出了两种示例性的qcl关系。

优选地，所述步骤s12中，当pdcchdmrs与ssb信号是qcl类型a或类型d关系时，将ssb信号的发射功率归一化到pdcchdmrs的功率等级，然后再基于ssb信号的信噪比计算参考信噪比；再根据参考信噪比所在范围来设定不同等级的冗余信噪比，冗余信噪比小于或等于0；参考信噪比门限值为参考信噪比与冗余信噪比之和。这是第一种示例性的qcl关系以及由此计算参考信噪比门限值的详细说明。

优选地，所述步骤s12中，当pdcchdmrs与时间/频率跟踪的csi-rs信号是qcl类型a或类型d关系时，将时间/频率跟踪的csi-rs信号的发射功率归一化到pdcchdmrs的功率等级，然后再基于时间/频率跟踪的csi-rs信号的信噪比来计算参考信噪比；再根据参考信噪比所在范围来设定不同等级的冗余信噪比，冗余信噪比小于或等于0；参考信噪比门限值为参考信噪比与冗余信噪比之和。这是第二种示例性的qcl关系以及由此计算参考信噪比门限值的详细说明。

进一步地，所述步骤s14中，获取pdcchreg的时频位置，计算频域接收信号中pdcchdmrs的时频位置；获取当前用户设备ue的小区标识，或者是高层配置的pdcchdmrs扰码标识，用于计算pdcchdmrs序列；获取reg捆绑的大小，用于指示计算信噪比的粒度；对coreset上所有潜在的pdcchdmrs频域接收信号做最小二乘法估计，获得解扰后的信道，如公式三所示。

（公式三）。

其中，hls(k,)表示第k个子载波、第个ofdm符号上所对应的资源单元re解扰后的信道，其中re表示某一对k和的组合所对应的时频资源位置；右上角的“”表示共轭求逆运算，y(k,)表示ue接收信号，h(k,)表示信道，n(k,)表示ue接收噪声，nls(k,)表示解扰后的信号噪声，xbs(k,)为基站在某个时隙的第个ofdm符号的第k个子载波上映射的数据，xue(k,)为ue基于coreset的配置计算获得的pdcchdmrs序列。这是对步骤s14的详细说明。

优选地，所述步骤s14中，当xbs(k,)和xue(k,)相同时，第k个子载波、第个ofdm符号上所对应的re解扰后的信道hls(k,)如公式四所示。

（公式四）。

当xbs(k,)和xue(k,)不同时，第k个子载波、第个ofdm符号上所对应的re解扰后的信道hls(k,)如公式五所示。

（公式五）。

公式五中，xpn0(k,)为第k个子载波、第个ofdm符号上所对应的re的等效随机序列，如公式六所示。

（公式六）。

以上内容是对步骤s14的进一步详细说明，并给出了两种不同情形下的解扰后的信道的计算方式。

进一步地，所述步骤s16中，在预编码粒度内，根据reg捆绑的大小计算每个reg捆绑上pdcchdmrs位置的信噪比snrregbundle，这就是reg捆绑级的信噪比。

优选地，所述步骤s16中，当pdcchdmrs与ssb信号是qcl类型a或类型d关系时，将pdcchdmrs解扰后的信道根据滤波阶数组成对应的相关矩阵rhh，并根据相关矩阵rhh对角元素和非对角元素的差值来计算噪声功率，而非对角元素可等效为信号功率，进而估计pdcchreg捆绑级的信噪比snrregbundle。这是步骤s16的第一种实现方式。

进一步地，所述步骤s16中，当采用正确的pdcchdmrs序列解扰时，reg捆绑级的信噪比如公式十七所示。

（公式十七）。

当pdcchdmrs解扰序列和基站端发送的参考信号不一致时，reg捆绑级的信噪比如公式二十一所示。

（公式二十一）。

其中，r10表示矩阵第1行第0列的元素，r21表示矩阵第2行第1列的元素，表示频域解扰后的信道的相关矩阵，σ²表示频域解扰后的信道的噪声功率。这是步骤s16的第一种实现方式的详细说明，并给出了两种不同情形下的reg捆绑级的信噪比的计算方式。

优选地，所述步骤s16中，当pdcchdmrs与时间/频率跟踪的csi-rs信号是qcl类型a或类型d关系时，对pdcchdmrs解扰后的信道进行滤波，使用滤波前的信道和滤波后的信道的差值来计算噪声功率，而滤波后的信道为信号功率，进而估计pdcchreg捆绑级的信噪比snrregbundle。这是步骤s16的第二种实现方式。

进一步地，所述步骤s16中，当解扰序列不正确时，reg捆绑级的信噪比如公式二十七所示。

（公式二十七）。

当解扰序列正确时，reg捆绑级的信噪比如公式三十三所示。

（公式三十三）。

其中，snrmmse表示lmmse滤波后的信噪比，e()表示取统计平均的运算符，hmmse(k,)表示lmmse滤波后的信道，nmmse(k,)表示lmmse滤波后的噪声，右上角的“”表示共轭求逆运算，h表示真实信道，σ²表示频域解扰后的信道的噪声功率，snrmmse表示lmmse滤波后的信噪比，snrthreshold表示参考信噪比。这是步骤s16的第二种实现方式的详细说明，并给出了两种不同情形下的reg捆绑级的信噪比的计算方式。

进一步地，所述步骤s18中，对一个pdcch候选中的所有pdcchreg捆绑级的信噪比求平均来获得当前pdcch候选的平均信噪比；若当前pdcch候选的平均信噪比小于参考信噪比门限值，则认为当前pdcch候选无效，不再进行当前pdcch候选的后续盲检步骤；否则，认为当前pdcch候选有效，继续进行当前pdcch候选的后续盲检步骤。这是步骤s18的详细说明。

本申请还提出了一种nr系统进行dci盲检的装置，包括计算单元一、信道估计单元、计算单元二、计算单元三和判断单元。所述计算单元一用来基于网络侧配置的参数获取准共站址qcl关系，计算参考信噪比门限值。所述信道估计单元用来在控制资源集coreset上，基于预编码粒度对物理下行控制信道pdcch的解调参考信号dmrs采用线性最小均方误差lmmse准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计。所述计算单元二用来在pdcchdmrs信道估计阶段以资源元素组reg捆绑为单位计算每一个reg捆绑级的信噪比。所述计算单元三用来在pdcchdmrs信道估计阶段基于每一个reg捆绑级的信噪比以pdcch候选为单位计算每一个pdcch候选级的平均信噪比。所述判断单元用来在下行控制信息dci盲检pdcch候选前，判断当前pdcch候选的平均信噪比是否小于参考信噪比门限值；若是，则停止该pdcch候选的后续盲检步骤；否则，继续该pdcch候选的后续盲检步骤；重复处理下一个pdcch候选，直到遍历所有待检查的pdcch候选。本申请由判断单元基于信噪比对dci的盲检进行预筛选，具体而言是在dci盲检前对待检查的pdcch候选的信噪比进行判决，避免对无效的pdcch候选进行复杂的解调、解码和crc检验等计算。

本申请取得的技术效果是降低基带数据处理时延和能耗。本申请中，ue通过充分使用已知的qcl信息，其中qcl信息包括ssb或者csi-rs与pdcchcoreset的qcl关系，以及ssb或者csi-rs的信噪比，只需在dci盲检前预先判断待盲检的pdcch候选的平均信噪比snrcandi是否满足一定门限，若小于某一门限值，则结束该pdcch候选的后续盲检过程，这样就可以提高ue盲检dci的效率，降低ue盲检dci的计算量和能量消耗，达到降低基带数据处理时延和能耗的效果。由于5g网络可能在1个时隙的下行传输带宽上配置最大44个pdcch候选，这44个pdcch候选可以分布在最大10个pdcch搜索空间的最大3个coreset上，所以，ue需要从上述最大44个pdcch候选中盲检出网络发送给自己的dci信息。而5g网络为了提高系统容量和所调度的用户数，往往会在一个时隙的同一个搜索空间的同一个coreset上同时调度多个ue用户，且不同ue之间使用不同的pdcch候选来避免相互干扰，而ue自己不知道哪个pdcch候选属于自己，只能通过盲检来获取自己的dci信息。ue在dci盲检时，如果基于网络调度的非本ue的pdcch候选资源进行盲检计算，将无法获取正确的dci信息，进而导致盲检效率下降、盲检计算量增加而导致的能量消耗增加等。本申请根据所述准则预先剔除一部分网络调度的非本ue的pdcch候选，来提高dci盲检效率、降低ue盲检能耗。

附图说明

图1是本申请提供的nr系统进行dci盲检的方法的流程图。

图2是本申请提供的nr系统进行dci盲检的装置的结构示意图。

图中附图标记说明：10为计算单元一、20为信道估计单元、30为计算单元二、40为计算单元三、50为判断单元。

具体实施方式

请参阅图1，本申请提供的nr系统进行dci盲检的方法包括如下步骤。

步骤s12：基于网络侧配置的参数获取qcl（quasico-location，准共站址，也称准共址、准同位）关系，计算参考信噪比门限值snrref。

步骤s14：在coreset上，基于预编码粒度（precodergranularity）对pdcchdmrs采用lmmse（linearminimummeansquareerror，线性最小均方误差）准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计。

步骤s16：在pdcchdmrs信道估计阶段以reg捆绑为单位计算每一个reg捆绑级的信噪比snrregbundle。

步骤s18：在dci盲检pdcch候选前，先基于每一个reg捆绑级的信噪比snrregbundle计算出当前pdcch候选上的平均信噪比snrcandi。一个pdcch候选集合上可能存在多个pdcchreg捆绑，所以需要以一个pdcch候选对应的多个reg捆绑级的信噪比snrregbundle的平均值作为该pdcch候选的平均信噪比snrcandi。随后判断当前pdcch候选的平均信噪比snrcandi是否小于参考信噪比门限值snrref，用来判断当前pdcch候选是否有效。若snrcandi＜snrref，则认为当前pdcch候选无效，无需再进行后续盲检步骤，停止该pdcch候选的后续盲检步骤。否则，认为当前pdcch候选有效，继续该pdcch候选的后续盲检步骤。重复步骤s18处理下一个pdcch候选，直到遍历所有待检查的pdcch候选。

nr系统中，coreset配置比较灵活，在某个时隙内可能会集中调度多个dci，需要ue能够及时解调、解码对应的dci信息。为提高dci盲检效率，减少功耗，本申请在步骤s18中基于信噪比对dci的盲检进行预筛选，具体而言是在dci盲检前对待检查的pdcch候选的信噪比进行判决，避免对无效的pdcch候选进行复杂的解调、解码和crc（cyclicredundancycheck，循环冗余校验）检验等计算。为应对复杂多变的通信环境，需要设计合理的信噪比判决门限，以避免判决条件较松时不能区分出无效的pdcch候选，或者判决条件较严时剔除了有效的pdcch候选。

所述步骤s12中，所述网络侧配置的参数是指searchspaceset（搜索空间集）和coreset的配置参数。所述获取qcl关系是指获取与当前coreset的pdcchdmrs具有qcl关系的信道或rs（referencesignal，参考信号）信号，可能是ssb（synchronizationsignalblock，同步信号块）信号或者时间/频率跟踪的csi-rs（csi-rsfortime/frequencytracking。其中csi-rs表示channel-stateinformationreferencesignal，信道状态信息参考信号）信号。当pdcchdmrs与ssb信号是qcl关系，则基于ssb信号的信噪比来计算参考信噪比门限值。当pdcchdmrs与时间/频率跟踪的csi-rs信号是qcl关系，则基于时间/频率跟踪的csi-rs信号的信噪比来计算参考信噪比门限值。

当pdcchdmrs与ssb信号是qcl-typea/d（qcl类型a或类型d）关系时，基于ssb信号的信噪比来计算参考信噪比snrthreshold是指：根据nr协议规定，如果两个参考信号具有qcl-typea/d的关系，可认为两类信号具有相同的特性，如果再已知了基站发送信号ssb和pdcchdmrs的功率因子，以及ue接收信号ssb和pdcchdmrs信号的功率，就可以计算出参考信噪比snrthreshold。由于基站发送的pdcchdmrs和ssb信号功率可能不同，ue端可根据网络配置的pdcchdmrs和ssb功率因子，将ssb的发射功率归一化到pdcchdmrs的功率等级，然后再计算参考信噪比snrthreshold，这样就可以消除资源映射时功率因子的影响，并可用于筛选有效的pdcch候选。为消除计算精度等不确定因素的影响，根据参考信噪比snrthreshold所在范围来设定不同等级的冗余信噪比snrδ，snrδ≤0，最终的参考信噪比门限值snrref＝snrthreshold＋snrδ。比如，当0＜snrthreshold≤l1时，设置snrδ＝snrlevel1。

当pdcchdmrs与时间/频率跟踪的csi-rs信号是qcl-typea/d关系时，基于时间/频率跟踪的csi-rs信号的信噪比来计算参考信噪比snrthreshold是指：如果两个参考信号具有qcl-typea/d的关系，可认为两类信号具有相同的特性，如果再已知了基站发送信号csi-rs和pdcchdmrs的功率因子，以及ue接收信号csi-rs和pdcchdmrs信号的功率，就可以计算出参考信噪比snrthreshold。由于基站发送的pdcchdmrs和时间/频率跟踪的csi-rs信号功率可能不同，ue端可根据网络配置的pdcchdmrs和时间/频率跟踪的csi-rs功率因子，将时间/频率跟踪的csi-rs的发射功率归一化到pdcchdmrs的功率等级，然后再计算参考信噪比snrthreshold，这样就可以消除资源映射时功率因子的影响，并可用于筛选有效的pdcch候选。为消除计算精度等不确定因素的影响，根据参考信噪比snrthreshold所在范围来设定不同等级的冗余信噪比snrδ，snrδ≤0，最终的参考信噪比门限值snrref＝snrthreshold＋snrδ。比如，当0＜snrthreshold≤l1时，设置snrδ＝snrlevel1。

所述步骤s14中，获取pdcchreg的时频位置，计算频域接收信号中pdcchdmrs的时频位置；获取当前ue的nid，用于计算pdcchdmrs序列；nid可能是高层配置的pdcchdmrs扰码标识，也可能是小区id即；获取reg捆绑的大小，用于指示计算信噪比的粒度。以上内容之间没有顺序要求。对coreset上所有潜在的pdcchdmrs频域接收信号做ls（leastsquares，最小二乘法）估计，获得解扰后的信道hls，如公式三所示。

（公式三）。

其中，hls(k,)表示第k个子载波、第个ofdm符号上所对应的re（resourceelement，资源单元）解扰后的信道，其中re可表示某一对k和的组合所对应的时频资源位置。右上角的“”表示共轭求逆运算，y(k,)表示ue接收信号，h(k,)表示信道，n(k,)表示ue接收噪声，nls(k,)表示解扰后的信号噪声，xbs(k,)为基站在某个时隙的第个os（ofdmsignal，ofdm符号）符号的第k个子载波上映射的数据，可能是pdsch、或者pdcch、或者噪声。xue(k,)为ue基于coreset的配置计算获得的pdcchdmrs序列。

当xbs(k,)和xue(k,)相同时，第k个子载波、第个ofdm符号上所对应的re解扰后的信道hls(k,)如公式四所示。

（公式四）。

当xbs(k,)和xue(k,)不同时，第k个子载波、第个ofdm符号上所对应的re解扰后的信道hls(k,)如公式五所示。

（公式五）。

公式五中，xpn0(k,)为第k个子载波、第个ofdm符号上所对应的re的等效随机序列，如公式六所示。此时，不同re位置的解扰后的信道将不相关。

（公式六）。

为提高pdcchdmrs信道估计的准确性，一般采用lmmse准则对解扰后的信道进行时频二维滤波，以降低噪声的影响。

所述步骤s16中，在预编码粒度内，根据reg捆绑的大小计算每个reg捆绑上pdcchdmrs位置的信噪比snrregbundle。根据不同的应用场景，如：pdcchdmrs和ssb信号是qcl-typea/d关系时，或者pdcchdmrs和时间/频率跟踪的csi-rs信号（即trs，trackingreferencesignal，跟踪参考信号）是qcl-typea/d关系时，分别有如下两种计算reg捆绑级的信噪比snrregbundle的方案。

方案一：当pdcchdmrs与ssb信号是qcl-typea/d关系时，在计算时频二维lmmse滤波系数时，需要计算出频域解扰后的信道hls的相关矩阵rhh和噪声功率σ²，基于上述信息计算reg捆绑级的信噪比snrregbundle，详细说明在下文。

方案二：当pdcchdmrs与时间/频率跟踪的csi-rs信号是qcl-typea/d关系时，pdcchdmrs在计算时域、频域lmmse二维滤波时，直接使用时间/频率跟踪的csi-rs信号给出的相关矩阵rhh和噪声功率σ²来计算滤波系数w。该相关矩阵rhh是对pdp（powerdelayprofile，功率时延谱）做fft（fastfouriertransform，快速傅里叶变换）变换得到的，无需计算。因此，在reg捆绑粒度上，采用滤波前和滤波后的信道估计值来计算reg捆绑级的信噪比snrregbundle，详细说明在下文。

所述步骤s18中，基于每一个reg捆绑级的信噪比snrregbundle计算出待盲检的当前pdcch候选上的平均信噪比snrcandi，如公式七所示。

（公式七）。

其中，regbundleset表示该pdcch候选上的reg捆绑集合，bundlenum表示该pdcch候选上的reg捆绑的数量。

作为一个示例，所述步骤s16中，计算reg捆绑级的信噪比snrregbundle的方案一具体包括如下内容。方案一是将pdcchdmrs解扰后的信道hls根据滤波阶数组成对应的相关矩阵rhh，并根据相关矩阵rhh对角元素和非对角元素的差值来计算噪声功率，而非对角元素可等效为信号功率，进而可用来估计pdcchreg捆绑的snrregbundle。

pdcchdmrs在时域、频域lmmse二维滤波时的滤波系数w如公式八所示。

（公式八）。

其中，rhh表示理想信道h的相关矩阵，表示频域解扰后的信道hls的相关矩阵，σ²表示频域解扰后的信道hls的噪声功率，i表示单位矩阵，表示矩阵求逆运算，rhh为rhh某一列。频域解扰后的信道hls的相关矩阵为预编码粒度内矢量累加后的结果，以三阶滤波为例，在完成reg捆绑的频域上n个prb（physicalresourceblock，物理资源块）累加后，再在时域m个pdcchdmrs符号上累加，如公式九所示。

（公式九）。

其中，t表示时域集合，f表示频域集合，hls(k-1,)表示第k-1个子载波以及第个ofdm符号上的解扰后的信道，hls(k,)表示第k个子载波以及第个ofdm符号上的解扰后的信道，hls(k+1,)表示第k+1个子载波以及第个ofdm符号上的解扰后的信道，k≥0。m表示reg捆绑的频域上的prb数量，n表示reg捆绑的时域上的pdcchdmrs符号数量。

进一步，由于，为计算，需要计算出噪声功率，令公式十成立。

（公式十）。

其中，r00表示矩阵第0行第0列的元素，r01表示矩阵第0行第1列的元素，以此类推。

方案一的情况一，当采用正确的pdcchdmrs序列解扰时有公式十一至公式十五成立。

（公式十一）。

其中，e()表示取统计平均的运算符，hls(1)表示元素r11对应的解扰后的信道，h(1)表示元素r11对应的真实信道，nls(1)表示元素r11对应的解扰后的噪声。

（公式十二）。

其中，h(0)表示元素r00所对应的真实信道。

（公式十三）。

（公式十四）。

其中，hls(0)表示元素r10对应的解扰后的信道。

（公式十五）。

其中，h(2)表示元素r21对应的真实信道。

假设相邻子载波的真实信道h近似相同，则有r00≈r11≈r22，噪声功率如公式十六所示。

（公式十六）。

在计算lmmse滤波系数时，必须有上述步骤，所以只需再增加一步计算reg捆绑级的信噪比snrregbundle的步骤，其中(r10+r21)/2可近似为信号功率，所以有公式十七成立。

（公式十七）。

方案一的情况二，当pdcchdmrs解扰序列和基站端发送的参考信号不一致时，有公式十八至公式十九成立。

（公式十八）。

其中，xpn(1)和xpn(0)分别表示元素r11、元素r00对应的随机序列，nls(1)和nls(0)分别表示元素r10对应的连续两个子载波相对编号为0和1解扰后的噪声。

（公式十九）。

假设相邻子载波的真实信道h近似相同，乘以幅度为1的随机序列后功率不变，则有r00≈r11≈r22，采用公式二十计算噪声功率。

（公式二十）。

由于信号功率近似为0，所以有公式二十一成立。

（公式二十一）。

由公式十七可知，当某一个pdcchdmrs的reg捆绑是目标捆绑时，所对应的reg捆绑级的信噪比是大概率远大于0。由公式二十一可知，当某一个pdcchdmrs的reg捆绑不是目标捆绑时，所对应的reg捆绑级的信噪比近似为0。

作为一个示例，所述步骤s16中，计算reg捆绑级的信噪比snrregbundle的方案二具体包括如下内容。方案二是对pdcchdmrs解扰后的信道hls进行滤波，使用滤波前的信道和滤波后的信道的差值来计算噪声功率，而滤波后的信道为信号功率，进而可以来估计pdcchreg捆绑的snrregbundle。

根据lmmse准则可得时频二维lmmse滤波系数w，如公式二十二所示。

（公式二十二）。

以三阶滤波为例，假设滤波系数w(k-1)=w(k)=w(k+1)=1/3，且h(k-1,)=h(k,)=h(k+1,)时，对第k个子载波滤波加权滤波。其中w(k-1)、w(k)、w(k+1)分别表示子载波k-1、子载波k和子载波k+1分别对应的滤波系数。h(k-1,)、h(k,)、h(k+1,)分别表示同一ofdm符号下，子载波k-1、子载波k和子载波k+1分别对应的真实信道。

方案二的情况一，若解扰序列不正确，则有如下滤波结果，如公式二十三所示。

（公式二十三）。

其中，nls(k-1,)表示第k-1个子载波以及第个ofdm符号上的解扰后的噪声，nls(k,)表示第k个子载波以及第个ofdm符号上的解扰后的噪声，nls(k+1,)表示第k+1个子载波以及第个ofdm符号上的解扰后的噪声，hmmse(k,)表示lmmse滤波后的信道。xpn(k-1,)为第k-1个子载波、第个ofdm符号上所对应的re随机序列，xpn(k,)为第k个子载波、第个ofdm符号上所对应的re随机序列，xpn(k+1,)为第k+1个子载波、第个ofdm符号上所对应的re随机序列。

由于，令公式二十四成立。

（公式二十四）。

nmmse(k,)表示lmmse滤波后的噪声。

对应的噪声功率如公式二十五所示。

（公式二十五）。

其中，，，不相关的信号之间做相关后均值为0。

噪声功率可表述为公式二十六。

（公式二十六）。

对reg捆绑对应的个子载波和个符号上的信号和噪声功率分别求平均后，如公式二十七所示。

（公式二十七）。

其中，snrmmse表示lmmse滤波后的信噪比，h表示真实信道。

方案二的情况二，若解扰序列正确，则有如下滤波结果，如公式二十八所示。

（公式二十八）。

由于，令公式二十九成立。

（公式二十九）。

对应的噪声功率如公式三十所示。

（公式三十）。

噪声功率可表述为公式三十一。

（公式三十一）。

对reg捆绑对应的k个子载波和个符号上的信号和噪声功率分别求平均后，如公式三十二所示。

（公式三十二）。

假设参考信噪比snrthreshold就是实际的信噪比，，则有公式三十三成立。

（公式三十三）。

与图1相对应地，本申请提供的nr系统进行dci盲检的装置包括计算单元一10、信道估计单元20、计算单元二30、计算单元三40和判断单元50，如图2所示。

所述计算单元一10用来基于网络侧配置的参数获取qcl关系，计算参考信噪比门限值snrref。

所述信道估计单元20用来在coreset上，基于预编码粒度对pdcchdmrs采用lmmse准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计。

所述计算单元二30用来在pdcchdmrs信道估计阶段以reg捆绑为单位计算每一个reg捆绑级的信噪比snrregbundle。

所述计算单元三40用来在pdcchdmrs信道估计阶段基于每一个reg捆绑级的信噪比snrregbundle以pdcch候选为单位计算每一个pdcch候选级的平均信噪比snrcandi。

所述判断单元50用来在dci盲检pdcch候选前，判断当前pdcch候选的平均信噪比snrcandi是否小于参考信噪比门限值snrref；若snrcandi＜snrref，则停止该pdcch候选的后续盲检步骤；否则，继续该pdcch候选的后续盲检步骤；重复处理下一个pdcch候选，直到遍历所有待检查的pdcch候选。

以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。