基于预调制的四维天线阵宽带通信波束成形系统及方法

1.本发明属于天线工程技术领域，涉及无线通信领域，具体来说是四维天线阵在接收宽带通信信号时，通过开关电路进行波束成形，并结合预调制技术，提升系统的通信质量和抗干扰能力。


背景技术：

2.1963年，美国学者kummer首次提出了时间调制阵列的概念，相比于传统天线阵列增加了“时间”这一自由度，使得阵列的辐射状态随着时间不断变化，具有更优异的辐射性能。时间调制阵列属于四维天线阵的一种。四维天线阵在阵列馈电网络结构上采用了高速射频开关，通过fpga电路板控制开关的通断，从而控制天线单元的工作状态。由于引入了新的自由度，四维天线阵在诸多领域相对于传统阵列有一定的优势，在已发表的文献中，四维天线阵可以实现无移相器波束扫描，同时产生多波束，doa估计，保密通信，低截获概率雷达等。
3.在公开号为cn110336627b的专利中，一种基于时间调制的阵列天线幅相调控系统被提出。该系统采用p支路矢量调控模块，用于抵消中心频率和大量无用边带信号，拓展了四维天线阵传输信号的带宽，并实现了低副瓣和低边带电平的扫描波束。但该系统的复杂度会随着矢量调控模块支路数的增加而急剧增加，且支路数越多，对幅相调控的精度要求更高，系统成本也会增加。同时该系统针对的是窄带系统(信号带宽严格受制于开关频率)的波束形成网络及方法，并不适应于宽带系统。
4.在公开号为cn110224960b的专利中，一种基于四维天线阵的双通道定向调制系统被提出。该系统在没有使用移相器的情况下，仅使用射频调制开关，便实现了两路信号同时在空间上的定向调制和保密通信，并且通过改变开关序列即可在期望方向上发射正常信号，而在非期望方向上扭曲发射信号。该系统有效提升了通信的物理层安全性能，但其在非期望方向上能量逸散较多，且通信速率受限于开关切换速度。
5.在公开号为cn110620746b的专利中，一种基于时间调制阵列的多用户涡旋场通信系统被提出，该系统利用单射频通道即可实现多模态涡旋波通信信号的发射和接收，与现有的利用相控阵等实现涡旋波多用户通信的系统相比，具有较低的系统复杂度及成本。但该系统随着通信距离的增加会出现愈趋明显的能量扩散现象，特别是针对高阶模式，并且其只适用于近场通信，其解调过程也相对复杂。
6.由于无线电子系统的发展需要更宽的频带，以适应更加复杂的电磁环境，从而取得更为优异的侦查、干扰、抗干扰、探测和通信性能，因此有必要研究四维天线阵传输宽带信号(开关频率小于信号带宽)时的设计方法及系统结构。
7.面对以上应用需求，本发明公开了一种基于预调制的四维天线阵宽带通信波束成形系统及方法，通过解放时序设计自由度，从而既使得信号来波方向上不受时间调制，即边带功率置0，还可以压低平均辐射功率方向图的副瓣，具备良好的抗干扰性能。该方法集合了预调制技术与四维天线阵波束形成技术，能够有效提升四维天线阵应用于宽带系统时的
抗干扰能力和通信质量。


技术实现要素：

8.本发明鉴于上述背景而实现，克服了现有技术的不足，提出了一种基于预调制的四维天线阵宽带通信波束成形系统及方法，提升了通信系统的可靠性和抗干扰能力。
9.为实现上述发明目的，本发明采用如下技术方案。考虑一个n单元的四维天线阵，其处于接收模式，其时域辐射场可以表示为
[0010][0011]
式中s(t)为阵列接收的有用信号，f0为载波频率，n表示天线单元的个数，u
k
(t)表示开关函数，β表示自由空间的波数(通常可设置β＝2π/λ，λ表示自由空间的波长)，d表示相邻两个单元的间距，θ表示角度方向，t表示时间，e表示自然底数，j表示虚数单位。
[0012]
设定u
k
(t)为周期函数，则四维天线阵辐射场可以在频域上展开为：
[0013][0014]
每个天线单元连接并联两分支开关，第一分支采用
“±
1”单刀双掷开关，记为同相支路开关，第二分支也采用
“±
1”单刀双掷开关，并在开关外部再引入90度延时线，记为正交支路开关。
[0015]
第k个单元的第m阶傅里叶级数可以表示为：
[0016][0017]
式中a
mk
表示第k号单元在第m阶边带的等效复激励，u
k
(t)表示k个单元的开关时序，u
1k
(t)表示第k个单元的同相支路开关时序，u
2k
(t)表示第k个单元的正交支路开关时序，f
p
表示开关时序的调制频率，t
p
表示时序信号的调制周期。t
1k
表示第k个单元的同相支路开关的“+1”状态导通时刻，τ
1k
表示第k个单元的同相支路开关的“+1”状态导通持续时间，t
2k
表示第k个单元的正交支路开关的“+1”状态导通时刻，τ
2k
表示第k个单元的正交支路开关的“+1”状态导通持续时间。
[0018]
四维天线阵的平均辐射功率方向图可以表示为
[0019][0020]
式中，p(θ)表示每个方向上所有频率信号辐射的总功率，|a(θ,f0+kf
p
|2表示第k个边带的功率方向图。除中心频率之外，边带总功率方向图可以表示为：
[0021]
sideband(θ)＝p(θ)
‑
|a(θ,f0)|2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0022]
信号来波方向上所有边带总功率相对于中心频率信号功率的归一化值可以表示为：
[0023]
sbl＝10log10(sideband(θ0)/|a(θ0,f0)|2)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0024]
由于四维阵在传输宽带信号(开关频率小于信号带宽)时，时间调制会产生频谱混叠，边带功率过高会造成信号波形失真，误码率升高。同时，在有干扰信号从副瓣进入时，需要压低副瓣方向上信号的总功率。因此，四维天线阵在处于接收状态时，接收宽带通信信号，为了保证通信质量和提升抗干扰能力，需要优化三个目标，目标一是使得阵列波束指向和信号来波方向一致，目标二是信号来波方向上经过时间调制后的边带总功率应该处于零深状态，目标三是压低平均辐射功率方向图的副瓣。设定优化策略a，其目标函数数和约束条件分别如图(7)和图(8)所示：
[0025][0026][0027]
式中，f为目标函数，w1、w2、w3表示加权系数，θ
opt
表示优化出来的阵列波束扫描方向；θ0表示信号来波方向；sll
opt
表示优化出来的归一化平均辐射功率方向图的副瓣；sll
desired
表示期望的归一化平均辐射功率方向图的副瓣，设定为
‑
16db；sbl
opt
表示优化出来的信号来波方向上边带总功率相对于中心频率信号功率的归一化电平值；sbl
desired
表示期望的信号来波方向上边带总功率相对于中心频率信号功率的归一化电平值，设定为
‑
40db；t
1k
表示第k个单元的同相支路开关的“+1”状态导通时刻，τ
1k
表示第k个单元的同相支路开关的“+1”状态导通持续时间，t
2k
表示第k个单元的正交支路开关的“+1”状态导通时刻，τ
2k
表示第k个单元的正交支路开关的“+1”状态导通持续时间。
[0028]
但在实际优化过程中，目标二和目标三很难同时达到优化要求，会出现边带功率置零，但副瓣过高；或者副瓣压制很低，但边带功率过高。为了释放时序设计的自由度，引入预调制技术，对接收下来的信号进行预处理，可以表示为
[0029]
pre(t)＝1/e(θ0,t)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0030]
其中，θ0表示信号来波方向(一般为阵列主辐射方向)。
[0031]
设定四维阵接收一个信号s0(t)，经过预调制之后的四维天线阵电场方向图可以表示为：
[0032][0033]
在信号来波方向上，公式(10)化简为
[0034][0035]
经过预调制后，四维天线阵在信号来波方向上不受时间调制，即边带置0，解放了时序设计自由度，不需要优化来波方向上经过时间调制后的边带总功率。
[0036]
基于上述原理，本发明公开了一种基于预调制的四维天线阵宽带通信波束成形系统，它包括预调制器、带通滤波器、解调器、数字示波器、功率合成器、现场可编程门阵列、四维波束成形模块和天线单元。四维波束成形模块中，每个天线单元由两对并联单刀双掷开
关和5条射频延时线组成，使得四维天线阵具有中心频率无移相器波束扫描和波束成形能力。解调器包括带通滤波器、本地振荡器和低通滤波器；信号经过带通滤波之后，与本地振荡器产生的载波信号相乘，再进行低通滤波。现场可编程门阵列根据信号来波方向产生时序信号，连接并控制四维波束成形模块和预调制器。预调制器根据现场可编程门阵列传来的时序信息产生预调制信号。各个天线单元连接各自的带通滤波器，滤波后与四维波束成形模块相连；功率合成器连接四维波束成形模块，信号合路后与预调制器相连。解调器不仅和预调制器相连接，还和数字示波器相连。
[0037]
基于上述原理，本发明还公开了一种基于预调制的四维天线阵宽带通信波束成形方法，其设计步骤如下：
[0038]
s1、由于预调制可以满足信号来波方向边带总功率置0的要求，因此设定优化策略b，以平均辐射功率方向图的副瓣，阵列波束扫描方向为目标函数，利用优化算法优化出满足要求的时序。目标函数如公式(12)所示，约束条件如公式(13)所示。
[0039][0040][0041]
式中，f表示目标函数，w1、w2表示加权系数，θ
opt
表示优化出来的阵列波束扫描方向；θ0表示信号来波方向；sll
opt
表示优化出来的归一化平均辐射功率方向图的副瓣；sll
desired
表示期望的归一化平均辐射功率方向图的副瓣，设定为
‑
16db；t
1k
表示第k个单元的同相支路开关的“+1”状态导通时刻，τ
1k
表示第k个单元的同相支路开关的“+1”状态导通持续时间，t
2k
表示第k个单元的正交支路开关的“+1”状态导通时刻，τ
2k
表示第k个单元的正交支路开关的“+1”状态导通持续时间。
[0042]
s2、在hfss中仿真出16单元均匀直线阵，提取出各个单元的有源方向图，根据天线有源方向图和信号来波方向，优化出相应的时序，从而生成预调制信号；
[0043]
s3、天线单元接收数字通信信号，每个单元连接一个带通滤波器，信号滤波后被四维波束成形模块进行时间调制后进入功率合成器；
[0044]
s4、功率合成器连接预调制器，对信号进行再次调制，经过解调器之后，连接到数字示波器，进行抽样判决，与原始数字基带信号相比，从而计算出误码率。
[0045]
有益效果：由于采用了预调制，使得信号来波方向上不受时间调制，不产生边带信号，消除了对中心频率信号的干扰，避免了时间调制后频谱混叠对系统误码率的恶化，提高了通信系统的可靠性。同时还能解放时序设计自由度，可以通过优化算法优化出低副瓣平均辐射功率方向图。相比于未加入预调制的系统，该系统既可以正确解调从主瓣进入的通信信号，还可以抑制从副瓣入射的干扰信号，从而提升通信系统的质量和抗干扰能力。
附图说明
[0046]
图1为基于预调制的四维天线阵宽带通信波束成形系统结构示意图。该系统包括预调制器、带通滤波器、解调器、数字示波器、功率合成器、现场可编程门阵列、四维波束成
形模块、天线单元。其中四维波束成形模块中，每个天线单元由两对单刀双掷开关并联组成，其中一对单刀双掷开关由1条0度相位延时线和1条180度延时线组成，构成同相支路开关；另一对单刀双掷开由1条0度相位延时线和1条180度延时线组成，并且在开关外部连接1条90度相位延时线，构成正交支路开关，使得四维天线阵具有中心频率无移相器波束扫描和波束成形能力。解调器包括带通滤波器、本地振荡器和低通滤波器。
[0047]
图2为每个天线单元所连接的波束成形模块(即开关电路)结构示意图；
[0048]
图3为每个天线单元所对应的开关时序波形，其中图3
‑
a为同相支路开关波形，图3
‑
b为正交支路开关波形；
[0049]
图4为使用优化策略b(即系统引入预调制)，信号来波方向为0度时，优化出的开关时序图，其中图4
‑
a为同相支路开关时序图，图4
‑
b为正交支路开关时序图；
[0050]
图5为分别用优化策略a和b优化出的平均辐射功率方向图；
[0051]
图6为分别用优化策略a和b优化出的边带总功率方向图；
[0052]
图7为阵列接收一个0度方向传来的16qam通信信号，三种结构的误码率随着输入信噪比的变化曲线。三种结构分别为：未引入预调制的四维天线阵系统；引入预调制的四维天线阵系统加载图4的开关时序；和前两种结构施加相同的幅相激励的传统相控阵。
[0053]
图8为使用优化策略b(即系统引入预调制)，信号来波方向为30度时，优化出的开关时序图，其中图8
‑
a为同相支路开关时序图，图8
‑
b为正交支路开关时序图；
[0054]
图9为分别用优化策略a和b优化出的平均辐射功率方向图；
[0055]
图10为分别用优化策略a和b优化出的边带总功率方向图；
[0056]
图11为阵列接收一个30度方向传来的16qam通信信号，三种结构的误码率随着输入信噪比的变化曲线。三种结构分别为：未引入预调制的四维天线阵系统；引入预调制的四维天线阵系统加载图8的开关时序；和前两种结构施加相同的幅相激励的传统相控阵。
具体实施方案
[0057]
实施例由16个均匀排布的天线单元组成，单元间距为半个波长。图1给出了基于预调制的四维天线阵宽带通信波束成形系统结构示意图。该系统包括：预调制器、带通滤波器、解调器、数字示波器、功率合成器、现场可编程门阵列、四维波束成形模块和天线单元。其中四维波束成形模块如图2所示，每个天线单元由两对单刀双掷开关并联组成，其中一对单刀双掷开关由1条0度相位延时线和1条180度延时线组成，构成同相支路开关；另一对单刀双掷开由1条0度相位延时线和1条180度延时线组成，并且在开关外部连接1条90度相位延时线，构成正交支路开关，使得四维天线阵具有中心频率无移相器波束扫描和波束成形能力。解调器包括带通滤波器、本地振荡器和低通滤波器；信号经过带通滤波之后，与本地振荡器产生的载波信号相乘，再进行低通滤波。现场可编程门阵列根据信号来波方向产生时序信号，连接并控制四维波束成形模块和预调制器。预调制器根据现场可编程门阵列传来的时序信息产生预调制信号。各个天线单元连接各自的带通滤波器，滤波后与四维波束成形模块相连；功率合成器连接四维波束成形模块，信号合路后与预调制器相连。解调器不仅和预调制器相连接，还和数字示波器相连。
[0058]
天线单元接收数字通信信号，经过各自的带通滤波器之后，被四维波束成形模块进行时间调制，随后n路信号经过功率合成器合路，接着被预调制器调制，再经过解调器处
理后，连接到数字示波器上，抽样判决，并与原始基带信号进行对比，从而计算出误码率。
[0059]
实施例1
[0060]
假设16qam信号从0度方向入射，码元速率为2mbps(带宽为4mhz)，载波频率f0＝3ghz，设定四维天线阵时间调制频率f
p
＝1mhz。分别采用优化策略a(即不引入预调制)和优化策略b(即引入预调制)进行优化。
[0061]
根据上述条件运用差分进化算法分别用优化策略a和b进行优化，优化策略b对应的时序如图4所示。两者优化策略对应的平均辐射功率方向图如图5所示，对应的边带总功率方向图如图6所示。可以看出在未加入预调制的情况下，使用优化策略a，0度方向边带总功率可以压低到
‑
40db，处于零深状态，但平均辐射功率方向图的副瓣达到了
‑
6.5db，不满足低副瓣的要求。在加入预调制的情况下，使用优化策略b，0度方向边带实现了零深，并且平均辐射功率方向图的副瓣可以压低到
‑
16db，两个优化目标同时满足。假定阵列接收一个0度方向传来的16qam通信信号，分别仿真四维天线阵未引入预调制，四维天线阵加载图4的开关时序并经过预调制处理以及和前两种阵列结构施加相同幅相激励的传统相控阵的误码率随着输入信噪比的变化曲线，结果如图7所示，可见，经过预调制处理的系统误码率优于未引入预调制的误码率，并且接近传统相控阵的误码率性能。
[0062]
实施例2
[0063]
假设16qam信号从30度方向入射，码元速率为2mbps(带宽为4mhz)，载波频率f0＝3ghz，设定四维天线阵时间调制频率f
p
＝1mhz。分别采用优化策略a(即不引入预调制)和优化策略b(即引入预调制)进行优化。
[0064]
根据上述条件运用差分进化算法分别用优化策略a和b进行优化，优化策略b对应的时序如图8所示。两者优化策略对应的平均辐射功率方向图如图9所示，对应的边带总功率方向图如图10所示。可以看出在未加入预调制的情况下，使用优化策略a，平均辐射功率方向图的副瓣降到
‑
16db，但30度方向边带总功率却达到了
‑
10db，不满足来波方向边带置零的要求。在加入预调制的情况下，使用优化策略b，平均辐射功率方向图的副瓣同样可以压低到
‑
16db，并且30度方向边带实现了零深，两个优化目标同时满足。假定阵列接收一个30度方向传来的16qam通信信号，分别仿真四维天线阵未引入预调制，四维天线阵加载图8的开关时序并经过预调制处理以及和前两种阵列结构施加相同幅相激励的传统相控阵的误码率随着输入信噪比的变化曲线，结果如图11所示，可见，经过预调制处理的系统误码率优于未引入预调制的误码率，并且接近传统相控阵的误码率性能。
[0065]
前面已经描述本发明的两个具体实施例，应该理解这只是以两种示例形式被提出，并无限制性。因此，在不脱离本发明精神和范围的情况下可以作出多种形式上和细节上的变更，这对于熟悉本技术领域的技术人员是显而易见的，无需创造性劳动。上述这些都应被视为本发明的涉及范围。