无线电信基站及用于高移动性情景的过程的制作方法

1.本发明涉及一种无线电信基站及用于高移动性情景的相关过程，更具体地，涉及一种用于向高移动性设置中的无线装置提供高质量上行链路的过程和系统。


背景技术：

2.根据复杂的电信标准，诸如，lte和5g，给定打包到rf光谱子帧中的大量数据，如果给定用户设备(ue)相对于基站(enodeb或者gnodeb)快速移动，则接收器解码性能被多普勒效应严重降低。这是由于发送ue的载波频率中的多普勒频移所导致的。给定足够的多普勒频移，可能发生正交频分复用(ofdm)系统的副载波间的干扰，并且接收器经受的误码率(ber)可能会增加。ber的增加可能会使得基站指示ue逐步减小调制方式至更低速率。
3.多普勒频移问题的常规解决方案涉及预测ue速度，以估计补偿并施加合适的载波频率偏置所必须的载波频率中的多普勒频移。出于这些目的，计算密集型估计和跟踪算法是已知的。然而，这种方式仍具有缺点。第一，在典型高移动性情景中，不同ue可以相对于接收器以不同速度移动。这使得估计和跟踪连接至接收器的每个ue变得极其困难。第二，只有在特定估计时刻估计每个ue的速度，链路的质量才会好。如果关闭估计，则连接能够严重劣化。第三，在高动态高移动性环境中，ue可能经受突然的多普勒跃迁及难以预测的改变。这在ue位于附近车辆中的情况尤其常见，该车辆可能突然改变速度或非常快速地靠近接收器天线经过。
4.因此，需要一种接收器，该接收器能够考虑且降低来自多个ue的上行链路传输中多普勒频移的接收器，其中，ue中的每一个ue均可以不同速度在高动态条件中移动，其中，该降低不依靠计算密集型且不可靠的估计和跟踪技术。


技术实现要素：

5.本发明的主要目的是提供一种能够考虑且降低来自多个ue的上行链路传输中多普勒频移的接收器，其中，ue中的每一个ue均可以不同速度在高动态条件中移动，其中，该降低不依靠计算密集型且不可靠估计和跟踪技术。
6.本发明的另一个目的是
7.上述目的是通过提供一种通过本平行接收器架构和根据权利要求1特征所述的用于高移动性情景的过程实现的。
8.本发明的一方面涉及一种无线电信基站。基站包括协调器模块，该协调器模块确定相对于载波频率的多个频率偏置；多个接收器，其中，多个接收器中的每一个接收器均接收多个频率偏置内的不同频率偏置，使输入信号以载波频率移位对应的频率偏置以生成频移信号，并且确定对应于其频移信号的信号质量测量值；以及选择器/组合器模块，该选择器/组合器模块从多个接收器中的每一个接收器接收频移信号和信号质量测量值，生成最高质量的频移信号，并且向上层协议栈发送最高质量的频移信号。
9.本发明的另一方面涉及一种无线电信基站。基站包括协调器装置，该协调器装置
用于确定相对于载波频率的多个频率偏置；多个接收器装置，其用于接收对应的频移，接收信号，向该信号施加对应的频率偏置以生成频移信号，并且计算对应于该频移信号的信号质量测量值；以及选择器/组合器装置，该选择器/组合器装置用于从多个接收器装置中的每一个接收器装置接收频移信号和信号质量测量值，并且生成最高质量的频移上行信号。
10.本发明的另一方面涉及一种编码有指令的非瞬时性计算机可读存储器，当由一个或多个处理器执行该指令时，会使该一个或多个处理器执行过程。该过程包括确定多个频率偏置；将多个频率偏置中的每一个频率偏置分配给多个接收器中的一个接收器；使输入信号移位多个频率偏置中的每一个频率偏置以生成多个频移信号；计算对应于所述多个频移信号中的每一个频移信号的信号质量测量值；以及基于多个频移信号和多个对应的质量测量值计算输出信号。
附图说明
11.从平行接收器架构和用于高移动性情景的过程的优选但并非排他性的实施例的描述中，本发明的其他特点和优点将显而易知，这在附图中通过举例而非限制的方式进行了详细说明。其中：
12.图1示出了基站连接至经受独立多普勒频移的多个ue的情景；
13.图2示出了一种用于降低多个ue的多普勒频移的示例性系统；
14.图3示出了一种用于处理多个频率偏置上的上行信号的示例性接收器；
15.图4a示出了一种无频率偏置的示例性载波频率捕获范围；
16.图4b示出了关于以不同频率偏置同时操作的五个接收器的多个示例性频率捕获范围；
17.图4c示出了关于以比图4b情景更紧密的频率偏置同时操作的七个接收器的多个示例性捕获范围；
18.图5a示出了基于预定的通信业务条件，根据本公开的一种用于实例化和去实例化一组需要的接收器的示例性过程；
19.图5b示出了一种用于基于实际通信业务条件动态实例化和去实例化接收器的示例性过程。
具体实施方式
20.图1示出了无线电信基站105(例如，enodeb)连接至多个ue的示例性基站部署100。如所示，ue 130a、130b、130c和130d位于高速列车125上，该高速列车125靠近并以高速移动经过enodeb 105。在所示瞬间，ue 130a
‑
d中的每一个ue均经历相对于enodeb 105的载波频率的不同多普勒频移。在该实例中，在所示瞬间，由于ue 130a和ue 130d分别远离和朝向enodeb 105移动，ue 130a经历大量负的多普勒频移，并且ue 130d经历大量正的频移。ue 130b和ue 130c分别经历负的多普勒频移和正的多普勒频移，但是ue 130a和ue 130d经受较小量值的频移。
21.进一步示出了车辆交通，该车辆交通涉及若干车辆135，这些车辆中的每一个车辆均可能具有一个或多个ue 140a、140b和140c。ue 140a
‑
c中的一个或多个ue可以与车辆本身集成一体，或者可以是用户移动手持终端。车辆135与列车125之间的一个区别是，列车
125可能以恒定或接近恒定的速度移动，而车辆135中的每一个车辆均可能突然地非线性加速，这常见于城市交通设置中。车辆135混乱速度的意义是，尽管上述速度和多普勒频移仍会具有许多缺点，但是不可能估计出给定时间下的给定车辆135速度，而可能以合理的精度估计出给定时间下的给定列车125速度。信道建模的传统方法在3gpp技术规范ts 36.101和ts36.104中定义。
22.如图1所示，enodeb 105可以具有基带处理器110，该基带处理器110执行给定标准的无线电接入网(ran)功能，诸如，lte。进一步，enodeb 105可以通过回程连接120耦合至互联网。进一步，尽管术语enodeb可用于本实例，但是将要理解的是，相同描述也可用于5g gnodeb。
23.基站部署100的一个重要方面是，可设计很多ue，ue中的每一个ue均可能相对于enodeb105以不同速度移动，并且这些速度可以独立且随机变化。
24.图2示出了根据本公开的一种用于降低多普勒频移的示例性系统200。系统200可基本上部署于图1所示的基带处理器110内。系统200可包括天线205，该天线205耦合至低噪声放大器(lna)210。lna 210可耦合至混频器215，该混频器215利用本机振荡器(未示出)将来自天线205的载波频率fc的放大rf信号与模拟基带信号225混合。lna 210与混频器215的组合可被称为rf前端。系统200还包括多个接收器220，多个接收器220中的每一个接收器均馈送有模拟基带信号225。每个接收器220均以基带信号225的频率移位具体频率偏置235，由协调器模块230向每个接收器220提供该具体频率偏置235。关于接收器220中的一个接收器的频率偏置225可以是零，并且频移225关于其他接收器220可以是越来越负和越来越正的。每个频率偏置235可以与载波频率中的多普勒频移对应，从而使得ue相对于enodeb 105移动。这将在下文中进一步进行描述。
25.每个接收器220对其频移基带信号225执行phy层功能，并且输出相应的频移信号240。特别地，每个频移信号240为一个ue信号集，该ue信号集可包括基站部署100中每个所连接的ue的物理上行链路控制信道(pucch)、物理上行链路共享信道(pusch)、物理随机接入信道(prach)和探测用参考信号(srs)。每个ue信号集240对应于在载波频率的给定多普勒偏置接收的ue上行(ul)信号，并且可包括数据，该数据指示自在给定多普勒频率偏置的对应的ue接收的信号的质量，这将在下文进一步进行描述。每个接收器220可基本上相似，并且可以实现为基于纯软件的虚拟子系统，该基于纯软件的虚拟子系统在通用硬件上运行，或者它们可实现在具体硬件中或专用硬件和软件的混合。将要理解的是，此类变化是可能的，并且落入到本公开范围内。接收器220的具体功能在下文中将更加详细地进行描述。
26.选择器/组合器模块245接收来自每个接收器220的ue信号集240，并且选择具有最高信号质量(即，补偿多普勒频移)的信号集240，或者软组合来自接收器的各自的pucch、pusch和srs以计算最佳解决方案或两个最佳解决方案的组合。在这情况下，选择器/组合器模块245可以填充多个数据阵列，其中每个ue一个，具有来自每个ue信号集的选择数据，作为频率偏移的函数。由于该数据，如上所述，选择器/组合器模块245可以自具有最强信号的接收器220选择信号，或者组合与频率偏置相关联的来自给定ue的相应信号中的一些或所有以计算软组合信号。下文将更详细描述此点。
27.选择器/组合器模块245向上层协议层250输出关于每个ue的单个信号集247，根据合适的通信协议进行进一步处理。
28.特别是，单个信号集247为最高质量的频移信号。
29.然后，根据给定标准，将产生的ul信号通过互联网255传递至合适的网络运营商核心网260。
30.图3示出了根据本公开的连同多个示例性接收器220一起的系统200。如所示，有n个接收器220，n个接收器220中的每一个接收器均具有不同频率偏置(包括零点偏置的一个频率偏置)。如上所述，每个接收器220均从混频器215接收基带信号225。接收器220内的组件块305
‑
355可被看成是功能件和部件模块。在前一个案例中，图3中的接收器220内的分区可以是变化。在纯虚拟软件实现接收器220的案例中，可在基带处理器110的一个或多个服务器板内的一个或多个处理器核上运行的多个线程中实现部件305
‑
355的功能。在此案例中，块305
‑
355的功能封装在机器可读指令的集合中，这些机器可读指令存储在非瞬时存储器上并且在计算机硬件上执行。如本文所使用的，术语“非瞬时存储器”可能指的是任何有形存储介质(与电磁或光信号相反)，并且指的是介质本身，但是不限于数据存储(例如，ram与rom)。例如，非瞬时存储器可能指的是嵌入式存储器，该嵌入式存储器编码有指令，由此该存储器在重启后可能必须重装加载合适的机器可读指令。因此，接收器220可被描述为一系列功能块或者同样地被描述为基带处理器110的计算环境内的一个或多个处理器(下文称为处理器)执行的一系列步骤。
31.在块305中，处理器执行指令以将模拟基带信号225转换为数字信号。可利用相应的服务器板上的a/d硬盘使得处理器这样执行。可选地，块305的a/d功能可在混频器模块215中或在混频器模块215与接收器220之间执行，在该案例中，基带信号225可以是数字基带信号。进一步关于块305，处理器根据电信标准自数字基带信号移除循环前缀。因此，块305的输出为一系列数字化符号，一系列数字化符号中的每一个数字化符号均可能具有，例如，2048个样本。这2048个样本的同相正交(i/q)数据表示天线205接收的时域信号。
32.在块310中，处理器可以执行指令以将数字化的i/q数据转换为32位浮点表示法。这么做极大增加了接收器220的处理链中进一步处理的动态范围。进一步，在纯软件虚拟基带处理器案例中，将数据转换为32位浮点表示法具有额外优点，即能够通过服务器处理器硬件中的浮点计算引擎完成浮点表示法和后续处理的转换。这可能导致更高精度的高速处理，该处理可动态提供在，例如，云计算环境，中服务器之间。尽管将数字化的i/q数据转换为浮点格式具有优点，但是将要理解的是，该步骤是任选的，并且，也可对二进制整数数据执行所公开的步骤。
33.在块315中，处理器执行指令以对与协调器模块230提供的频率偏置235相对应的32位i/q基带信号进行频移。这可如下完成。输入的32位i/q基带数据可表示为r(k)，其中，k为与给定i/q基带样本相对应的离散时间指标。在块315中，处理器可以对输入的i/q基带样本施加频移，如下所示：
[0034][0035]
其中，f
n
为由协调器230提供给第n个接收器220的频率偏置235，并且f
s
为采样频率。因此，每个接收器220计算一连串离散频移基带i/q数据，每个离散频移基带i/q数据均位于不同指定多普勒频率偏置。将要理解的是，上述等式的特定代码实现是可能的，并且落入到本公开范围内。
[0036]
在块320中，处理器执行指令以对数字化的频移时域基带i/q数据的2048个样本的块执行快速傅里叶变换(fft)，从而将数字化的频移时域基带i/q数据转换为数字频率时域数据。可根据3gpp规范利用常规程序执行块320。因为每个后续2048个时域样本的集合均被相继处理，所以处理器重建了包括资源元素(res)的数据帧。
[0037]
在块325中，处理器执行指令，以自关于每个所连接的ue的频域数据抽取相关指定re。在这情况下，抽取关于每个ue的物理上行链路控制信道(pucch)、物理上行链路共享信道(pusch)和探测用参考信号(srs)的数据，进一步进行基带处理。出于本公开目的，pusch的处理(lte实现背景下)将进一步进行描述。
[0038]
块330示出了根据本公开的单个ue的pusch的处理。如所示的，有m个平行处理块330，m个平行处理块中的每一个平行处理块均对应于m个ue中的一个ue。将要理解的是，针对ue中的每一个ue对各种其他信道(例如，pucch、prach等)执行根据3gpp规范的其他处理，并且，尽管在本文没有示出或者描述，但是其他处理是基带处理器110实现的处理的一部分。
[0039]
在块335中，处理器执行指令，以组合与特定ue的pusch相对应的re，并且执行与每个ue数据相对应的信道估计，以生成常规参数报告，诸如，信道状态信息(csi)，该信道状态信息包括信道质量指示符(cqi)等，如在3gpp ts 36.213中指定的，块335将常规参数报告汇报给解调块340和snr估计块342，如下将进一步描述的。
[0040]
在块340中，处理器执行指令，以组合与特定ue的pusch相对应的re，并且解调组合的32位浮点i/q数据。可利用常规程序实现来自ue的信号解调。但是，可向更精确的(并且因此更加具有鲁棒性的)解调方案提供使用32位浮点数据。这对于高阶调制方式(例如，16
‑
qam、64
‑
qam和256
‑
qam)来说尤其常见，由此，32位浮点i/q运算(与16位整数)的增大的动态范围和改进精度可能会降低这些调制方式中的误码率。块340的结果是具有“主”循环冗余校验(crc)比特集的代码字。
[0041]
在块342中，处理器执行指令，以在具体多普勒频率偏置处测定来自给定ue的ul信号的质量。质量评估的示例为计算步骤340中解调的数字信号的信噪比(snr)。该snr可利用极大似然估计技术和最小均方误差均衡(mmse)进行计算。这两种技术对本领域来说均是已知的，并且将要理解的是，这些技术的各种实现是可能的且落入到本公开范围内。在示例中，处理器执行指令，以利用来自给定ue的ul i/q数据中存在的频域解调参考信号(dm
‑
rs)上的数据辅助式极大似然算法来计算snr。步骤342的结果是snr估计值344，该snr估计值随后连同相对应的重组分封数据一起，被传递给ul信号集数据240中的选择器/组合器245，该重组分封数据从i/q数据的相同资源块抽取出来用作dm
‑
rs。如上所述，snr与接收到给定多普勒频率补偿(通过协调器230提供给接收器220的频率偏置235)的ul信号质量相对应.
[0042]
尽管信道估计块335和snr估计块342示出为不同块，但是可以同时对块335组合的pusch数据进行操作。将要理解的是，此类变化是可能的，并且落入到本公开范围内。
[0043]
在块345中，处理器执行指令，以根据本公开执行turbo译码。这包括去交错和解扰解调代码字以形成代码块集的标准过程。以字节为单位的代码块的长度，连同编码速率一起，为在传递时对应ue采用的调制方式的函数。可在3gpp ts 36.212中找到这些块的详细信息。块345继续进行turbo译码功能，从而生成经重建和解码的代码块。处理器在块350中执行代码块crc，并且在块355中执行“主”crc且重组ue传递的解调的分封数据的传输块。然
后，处理器将解调的ue信号集240发送至选择器/组合器。这可包括关于块345中经历的crc失败次数的信息。
[0044]
选择器/组合器245接收ue信号集240，ue信号集240中的每一个ue信号集连同对应的snr估计值344(在步骤342中计算得到)一起位于每个多普勒频率偏置(即，来自每个接收器220的每个块330)，并且可包括块345中测定的crc失败次数。对于选择器/组合器245，处理器执行指令，以在ue对ue基础上自接收器220选择ue信号集240，该接收器220具有基于snr估计值344的最高信号质量以及关于给定ue在对应的块345中的每一个块中执行的crc的结果。可选地，选择器/组合器245可选择输入ue信号集240中的所有，并且对数据进行软组合以提供传递的ul数据的高保真度表示，这可包括将snr估计值344用作执行加权和的权值。进一步转至本可选方案，只有输入ue信号集240的子集才可以软组合形式进行加和。在此案例中，处理器可执行指令，以只选择那些pucch数据和pusch数据(自ue信号集240)，这些pucch数据和pusch数据的对应snr估计值344在某个阈值之上。将会显而易见的是，此类变化是明显的，并且落入到本发明范围内。
[0045]
选择器/组合器245的输出为关于每个ue的单个多普勒补偿的pucch和pusch数据，该数据被输入至剩余的上层协议层250。上层协议层250可基于标准3gpp实现，诸如，lte，由此，上层协议层250不需要知道将在接收器220和选择器/组合器245中执行的多普勒补偿的存在，或者不需要知道有很多接收器220存在。选择器/组合器245也可向协调器230提供状态信息，这可包括计算得到的snr估计值340中的所有或一些，连同选定接收器220或接收器220子集的软组合总和一起，用作ue和/或频率偏置的函数。
[0046]
图4a示出了关于输入的ofdma或sc
‑
fdma信号的一种示例性光谱捕获范围窗口400。x轴与频率相对应，以频率f
c
为中心。y轴与成功解码输入信号用作大于及小于载波频率f
c
的频移的函数的概率相对应。这可以被描述为捕获概率曲线405，该捕获概率曲线405跨越频率捕获范围cr。如所示的，存在具有围绕载波频率的频率范围412的高概率频带410，由此，高概率频带410与成功解码高调制率(例如，256
‑
qam)ul信号的95％概率相对应。示例性频率范围412值可以介于450hz与500hz之间。cr的宽度，并且由此频率范围412的宽度，取决于调制方式，因此，调制越高，cr越窄。
[0047]
图4b示出了关于多个信号的一个示例性光谱捕获曲线集，多个信号中的每一个信号均具有不同频率偏置。如所示的，捕获概率曲线405具有零点偏置，并且因此以f
c
为中心(与图4a相同)，并且具有捕获范围cr0；捕获概率曲线415a具有f
n
频率偏置，以f
c
+f
n
为中心，并且具有捕获范围cr
1a
；捕获概率曲线415b具有
‑
f
n
频率偏置，以f
c
‑
f
n
为中心，并且具有捕获范围cr
1b
；捕获概率曲线425a具有2f
n
频率偏置，以f
c
+2f
n
为中心，并且具有捕获范围cr
2a
；并且捕获概率曲线425b具有
‑
2f
n
频率偏置，以f
c
‑
2f
n
为中心，并且具有捕获范围cr
2b
。进一步，通过总捕获概率曲线440进行说明，这描述了不管使用哪个频率偏置都解码信号的概率。如所示的，总捕获概率曲线440与单个捕获概率曲线405、415a/b和425a/b共享相同的y轴概率尺度。
[0048]
在图4b背景下，所公开系统的功能描述如下。参照图1，位于经过enodeb 105的高速列车125的尾部的ue 130d。在该场景中，ue 130d快速接近enodeb，从而生成正多普勒频移450a(图4a中)。该多普勒频移位于概率曲线425a的高概率频带430a，在此案例中，由于解码来自ue 130d的ul信号的最高概率，接收器220具有2f
n
频率偏置235(由协调器230提供)。
因为高速列车125经过enodeb 105，所以ue 130d的多普勒频移将会快速朝着零下降。在该方法中一些点处，ue 130d的多普勒频移可由频率偏置450b描述。在该案例中(在450b处的多普勒频移)，尽管仍由带有频率偏置2f
n
(和概率曲线425a)的接收器220成功解码的概率有限，但是有更高概率使得带有频率偏置f
n
(和概率曲线415a)的接收器220将会成功解码输入的信号并且生成最高质量的估计值344。成功解码的组合概率由总捕获概率曲线440示出。因为ue 130d经过enodeb 105并且开始远离enodeb 105进行移动，所以其多普勒频移将越来越为负。两个负多普勒频移示出为频率偏置450c和450d。尽管该示例参照四个频率偏置450a
‑
d，但是将要理解的是，频率偏置实际上从最大正偏置扫频至最大负偏置，并且频率偏置450a
‑
d为示例性快照偏置。
[0049]
图4c示出了涉及七个平行接收器220的另一个示例性光谱捕获范围集，七个平行接收器220中的六个平行接收器以频率偏置运行，从而使得与频率偏置相对应的高概率频带基本上彼此邻近。在本示例中，捕获概率曲线405与零点偏置中心频率相对应，并且具有高概率频带频率范围412。邻近该捕获概率曲线405的捕获概率曲线415a和415b分别具有中心频率f
c
+f
n
和f
c
‑
f
n
。频率偏置f
n
可以基本上与高概率频带频率范围412相似。捕获概率曲线425a和425b分别邻近该捕获概率曲线415a和415b，捕获概率曲线425a和425b中的每一个捕获概率曲线均具有中心频率f
c
+2f
n
和f
c
‑
2f
n
。进一步，捕获概率曲线435a和435b分别邻近该捕获概率曲线425a和425b，捕获概率曲线435a和435b中的每一个捕获概率曲线均具有中心频率f
c
+3f
n
和f
c
‑
3f
n
。
[0050]
图4c的配置的优点是，高概率覆盖范围关于多普勒频率偏置的预期全范围可以基本上是连续的。这一优点的实现需要附加两个平行接收器220以向中心频率f
c
提供六个不同多普勒偏置。将要理解的是，因此可以部署更多平行接收器220，从而进一步拓宽多普勒频移补偿的可能范围。
[0051]
本公开的基带处理器110的优点是，因为ue(诸如，ue 130d)以高速经过enodeb 105，从而使得其对上层协议层是透明的，所以给定ue可保持高数据速率调制方式(例如，64
‑
qam或256
‑
qam)。
[0052]
将要理解的是，这些关于频率偏置的变化是可能的，并且落入到本公开范围内。例如，取决于多普勒频移的期望的最大频率，对应于与enodeb 105相关的所连接的ue的最大速度，多个或更少频率偏置f
n
(并且由此接收器220)是可能的。进一步，频率偏置f
n
可间隔得更近些或者隔开得更远些。如果更靠近到一起地间隔，总捕获概率曲线440将表现的“更平坦”，并且更有可能的是，ue将在多普勒频移的整个范围内保持非常高速率的调制方式(例如，64
‑
qam或256
‑
qam)，但是这可能需要更多频率偏置，由此需要更多接收器220，这可能会增加对基带处理器110的计算环境的需求。将进一步理解的是，图4a和4b中所示的曲线不是按比例绘出的，而是出于说明目的。
[0053]
根据本发明的过程提供一种连接至高移动性设置中无线装置的高质量上行链路。
[0054]
特别是，根据优选实施例，本发明的非瞬时性计算机可读存储器编码有指令，当由一个或多个处理器执行该指令时，会使该一个或多个处理器执行过程。本过程步骤可落入协调器230的范围内，并且可被编码到机器可读指令中，该机器可读指令存储在非瞬时存储器中并且在与基带处理器110相关联的一个或多个处理器上执行。
[0055]
根据本发明的过程包括至少以下步骤：测定多个频率偏置；
[0056]
将多个频率偏置中的每一个频率偏置分配给多个接收器220中的一个接收器；
[0057]
使输入信号移位多个频率偏置中的每一个频率偏置以生成多个频移信号240；
[0058]
计算对应于多个频移信号240中的每一个频移信号的信号质量测量值；以及
[0059]
基于多个频移信号240和多个对应的质量测量值计算输出信号。
[0060]
根据可能实施例，生成输出信号的步骤包括从多个频移信号240中选择最高质量的频移信号247。
[0061]
根据又一个可能实施例，生成输出信号的步骤包括软组合具有高度对应的信号质量测量值的多个频移信号240的子集。
[0062]
此外，计算对应于多个频移信号240中的每一个频移信号的信号质量测量值的步骤包括计算对应于频移信号240的信噪比(snr)。
[0063]
snr能够利用其频移信号240中的解调参考信号进行计算。
[0064]
根据优选实施例，利用数据辅助式极大似然算法计算snr。
[0065]
此外，确定多个频率偏置的步骤包括：接收对应于一个或多个最近信号质量测量值的状态数据；
[0066]
识别对应于最高量值的正频移的第一接收器和对应于最高量值的负频移的第二接收器是非必要的；以及
[0067]
去实例化第一接收器和第二接收器。
[0068]
可选地，确定多个频率偏置的步骤包括：接收对应于一个或多个最近信号质量测量值的状态数据；
[0069]
确定附加的较大正频率偏置接收器和附加的较大负频率偏置接收器是必须的；并且实例化附加的较大正频率偏置接收器和附加的较大负频率偏置接收器。
[0070]
图5a示出了基于预定的通信业务条件，根据本公开的一种用于实例化和去实例化一组需要的接收器220的示例性过程500。本过程500步骤可落入协调器230的范围内，并且可被编码到机器可读指令中，该机器可读指令存储在非瞬时存储器中并且在与基带处理器110相关联的一个或多个处理器上执行。为便于讨论，可以假设，高速列车125与车辆交通相比显著更快，并且与轿车上的ue或与轿车集成一体的ue相比，高速列车125可能经历更大的最大(正和负)多普勒频移。
[0071]
在步骤505中，为了辨别期望的高速交通(例如，高速列车125)的时间，处理器执行指令，以查询一个或多个运输计划。该信息可包括高速交通的期望速度。
[0072]
在步骤510中，处理器计算期望的多普勒扩展以容纳高速交通。在期望的高速列车125案例中，这可包括高速列车125的预期速度、与enodeb 105相关联的信元的覆盖范围(以距离论)、以及enodeb 105与高速列车125将会接近的轨道的的最近点之间的距离。给定这些因素，处理器计算所需多普勒扩展。
[0073]
在步骤515中，处理器计算所需接收器220的数量和待施加至接收器220中的每一个接收器的频率偏置235。如以上相对于图4b讨论的，频率偏置235间的更近间隔可能产生更强鲁棒性能，但是需要更多计算资源。关于步骤515，给定可用计算资源和期望的所需多普勒扩展，可实例化更多或更少接收器220。进一步，根据车辆交通135的范围，可能已有在给定偏频235集运行的当前运行的接收器220集。在此案例中，可能不需要附加接收器220，尤其是，如果预期需要的多普勒扩展小于等于当前接收器220集已处理的多普勒扩展。
[0074]
在步骤520中，处理器执行指令以实例化所需接收器220并且提供所需的频率偏置235。根据计划的活动，在步骤505中确定，当前和预期所需的多普勒扩展少于接收器220的当前容量。在此案例中，处理器可在频率偏置235范围的高端和低端去示例接收器。在图4b的示例中，可不再需要接收器220处理偏置f
c
+2f
n
和f
c
‑
2f
n
，在此案例中，这些接收器220被去实例化。
[0075]
图5a的示例性过程500适用于已知预期交通条件的情况中。但是，可能有一个优点是，基带处理器110能够动态响应交通条件的变化并且处理高速交通的未预料变化。
[0076]
图5b示出了一个示例性过程550，由此，基带处理器110动态响应交通条件的变化并且处理高速交通的未预料变化。过程550可以是单独过程，该过程与过程500分开运行，或者可以是过程500中的子过程。
[0077]
在过程550中，处理器执行指令，以确定高量值多普勒频移的趋势和模式。为此，选择器/组合器245(或者协调器230)可存储关于接收器220使用的信息，包括与ue中的每一个ue和接收器220中的每一个接收器相对应的snr估计值344，并且选择接收器220用于向上层协议层245中继它们各自的ue的pucch数据和pusch数据。这样做可以使处理器能够识别(a)短期多普勒扩展模式以用于立即行动和(b)长期趋势信息以预先识别高多普勒扩展需要的时间作为“前瞻”功能。。
[0078]
以下描述了前一案例(a)的示例。参照图4b，如果snr估计数据(以及由此接收器选定)指示有与概率曲线425
a/b
相对应的捕获范围内多普勒补偿的非常少(或没有)实例，这可与非常少的高速交通的情况相对应。在此案例中，过程550可通过逻辑条件560进行到步骤570，其中，处理器执行指令以去实例化与频率偏置f
c
+2f
n
和f
c
‑
2f
n
相对应的接收器220。
[0079]
以下描述了前一案例(a)的另一示例。再次参照图4b，snr估计数据(以及由此接收器选定)可指示从最大正频率(概率曲线425a)至零点偏置(概率曲线405)至最大负频率(概率曲线425b)的快速扫描的实例，由此，在多普勒偏置(425a/b)最末端的持续时间没有比更少偏置(例如，415a/b)的对应概率曲线中的持续时间长多少。这可指示出所需多普勒补偿的更高端的覆盖范围不充分，并且可能需要带有更大频率偏置的附加接收器220，换而言之，在多普勒补偿的远端增加一对或多对接收器。在此案例中，过程550可通过逻辑条件560进行到步骤560，其中，处理器执行指令以去实例化与频率偏置f
c
+3f
n
和f
c
‑
3f
n
相对应的附加接收器220。
[0080]
关于下一个案例(b)，处理器可存储与snr估计值相关的更长期历史数据、接收器220的数量、选定的接收器220及时间戳。在此情景中，处理器可执行指令以确定每天(例如，列车通过、交通阻塞等)和每周发生的模式。这可包括确定可能指示即将到来的对附加或更少接收器的需求的模式。此类“预见”算法及其实现是已知的并且落入到本公开范围内。