一种低功耗高灵敏度的唤醒接收机

本发明属于唤醒接收机技术领域，具体涉及一种低功耗高灵敏度的唤醒接收机。

背景技术：

随着物联网技术日新月异的发展，无线传感器网络技术受到了来自学术界和工业界越来越多的关注。由大量可以相互通信、感知环境的传感器组成的网络，可以实现火灾防控、智能存储等功能。但由于传感器节点能量不易供给，因此如何延长使用寿命、降低成本成为了近年来关注的热点问题。为了增加无线传感器网络(wsn)中节点的使用寿命，提出了唤醒接收机这一概念。唤醒接收机是一种功耗在μw范围的极低功耗的接收机，它主要用于接收唤醒信号。平时唤醒接收机一直处于工作状态，而主接收机处于关闭状态，只有当唤醒接收机收到通信请求时才唤醒主接收机开始工作，通信完成后再关闭主接收机，这样既能保证通信的实时性，也满足了物联网对低功耗的要求。

在供电方式上，现有的对唤醒接收机的研究可以分成三类：完全无源唤醒接收机，被动唤醒接收机，有源唤醒接收机。完全无源唤醒接收机的是指整个接收机电路不需要额外的电源供给。这种接收机通常会使用能量收集装置从无线通信环境中来获得能量，当积累的能量到达一定程度的时候就会产生中断来唤醒主接收机。此类完全无源唤醒接收机往往使用电荷泵、肖特基二极管、cmos或者mosfet工艺来实现。目前最常见的是被动唤醒接收机，即很少的一部分需要电池供电的接收机。如在基于检波器的唤醒接收机的设计中，检波器由无源组件实现，然后由有源组件(比较器)生成中断。有源唤醒接收机在被动唤醒接收机的基础上增加了整流器和放大器，而二者的加入也导致了更多的电源供给。

无源唤醒接收机由于能量限制，导致通信范围较短，即使使用很高的发射功率或高增益天线，它的通信范围也只有数米。被动唤醒接收机常常能满足低功耗的要求，但往往灵敏度较低，不能有效检测唤醒信号，而大部分的有源唤醒接收机虽提高了精度，但功耗都会超过μw级别。上述唤醒接收机均存在着功耗高、灵敏度低的问题。

技术实现要素：

为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种低功耗高灵敏度的唤醒接收机。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：

本发明提供了一种低功耗高灵敏度的唤醒接收机，包括：

信号接收模块，通过天线接收经过ook调制的射频信号；

反射放大器，用于对所述射频信号进行反射放大处理；

无源整流器模块，用于对反射放大处理后的射频信号进行包络提取，得到解调后的基带信号；

数据切片器模块，用于将所述基带信号放大到至少1.5v，得到唤醒信号；

其中，所述反射放大器为基于隧道二极管的反射放大器。

在本发明的一个实施例中，所述反射放大器的反射系数|γ|为，

其中，re(zra+z0)＞0，且zra为负，z0表示反射放大器在中心频率下的前端电路阻抗，zra表示反射放大器在中心频率下的输入阻抗，re表示实部，当|γ|＞1，表示输入反射放大器的信号被放大。

在本发明的一个实施例中，所述反射放大器包括：调节电容，第一电容、第一电感，隧道二极管和偏置电压源，其中，

所述调节电容的第一极板连接接地端，第二极板连接所述第一电容的第一极板；

所述第一电容的第二极板连接所述第一电感的第一端；

所述隧道二极管的正极连接所述接地端，负极连接至所述第一电容与所述第一电感之间；

所述偏置电压源串接在所述第一电感的第二端与所述接地端之间；

所述调节电容与所述第一电容之间的节点作为所述反射放大器的连接端，通过三端口循环器分别与所述信号接收模块和所述无源整流器模块连接。

在本发明的一个实施例中，所述无源整流器模块包括：第二电容、第三电容、第四电容、第二电感、第一零偏二极管和第二零偏二极管，其中，

所述第二电容的第一极板连接接地端，所述第二电感串接在所述第二电容的第二极板和所述第三电容的第一极板之间；

所述第三电容的第二极板分别连接所述第一零偏二极管的正极和所述第二零偏二极管的负极；

所述第二零偏二极管的正极连接所述接地端，所述第四电容串接在所述述第一零偏二极管的负极与所述接地端之间；

所述第二电容与所述第二电感之间的节点作为所述无源整流器模块的输入端，与所述反射放大器连接；

所述第一零偏二极管与所述第四电容之间的节点作为所述无源整流器模块的输出端，与所述数据切片器模块连接。

在本发明的一个实施例中，所述数据切片器模块包括：第一电阻、第五电容和比较器，其中，

所述第一电阻串接在所述比较器的正输入端与负输入端之间，所述第五电容串接在所述比较器的负输入端与接地端之间；

所述比较器的正输入端作为所述数据切片器模块的输入端，与所述无源整流器模块连接，所述比较器的输出端作为所述数据切片器模块的输出端，输出所述唤醒信号。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

1.本发明的低功耗高灵敏度的唤醒接收机，采用基于隧道二极管的反射放大器对接收的射频信号进行放大处理，利用低功耗隧道二极管的负电阻特性，使得反射放大器能够以极高的增益放大入射信号，使得在发射信号功率较低的情况下，也能得到至少1.5v的唤醒信号，使得唤醒接收机具有高灵敏度；

2.本发明的低功耗高灵敏度的唤醒接收机，只有反射放大器和数据切片器模块消耗功率，而且数据切片器模块中的比较器采用具有较低功耗和输入失调电压的比较器，因此，唤醒接收机功耗在μw范围，使得唤醒接收机具有低功耗。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。

附图说明

图1是本发明实施例提供的一种低功耗高灵敏度的唤醒接收机的结构框图；

图2是本发明实施例提供的一种低功耗高灵敏度的唤醒接收机的结构示意图；

图3是本发明实施例提供的反射放大器的等效电路图；

图4是本发明实施例提供的反射放大器的电路结构图；

图5是本发明实施例提供的隧道二极管ai301a的i-v特性图；

图6是本发明实施例提供的隧道二极管ai301a的等效电路图；

图7是本发明实施例提供的测量反射放大器增益的实验连接图；

图8是本发明实施例提供的不同射频信号输入功率下的反射放大器放大增益曲线图；

图9是本发明实施例提供的无源整流器模块的电路结构图；

图10是本发明实施例提供的数据切片器模块的电路结构图。

具体实施方式

为了进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及具体实施方式，对依据本发明提出的一种低功耗高灵敏度的唤醒接收机进行详细说明。

有关本发明的前述及其他技术内容、特点及功效，在以下配合附图的具体实施方式详细说明中即可清楚地呈现。通过具体实施方式的说明，可对本发明为达成预定目的所采取的技术手段及功效进行更加深入且具体地了解，然而所附附图仅是提供参考与说明之用，并非用来对本发明的技术方案加以限制。

实施例一

请结合参见图1和图2，图1是本发明实施例提供的一种低功耗高灵敏度的唤醒接收机的结构框图；图2是本发明实施例提供的一种低功耗高灵敏度的唤醒接收机的结构示意图。如图所示本实施例的低功耗高灵敏度的唤醒接收机包括：信号接收模块100，通过天线接收经过ook调制的射频信号；反射放大器200，用于对射频信号进行反射放大处理；无源整流器模块300，用于对反射放大处理后的射频信号进行包络提取，得到解调后的基带信号；数据切片器模块400，用于将基带信号放大到至少1.5v，得到唤醒信号；其中，反射放大器为基于隧道二极管的反射放大器。

具体地，如图2所示，在本实施中，天线接收的经过ook(onoffkeying，开关键控)调制的射频信号由三端口循环器的端口1输入，再经过端口2的反射放大器200和端口3的无源整流器模块300。该ook信号由反射放大器反射并放大，然后由无源整流器模块300通过整流电路提取包络，得到解调后的基带信号，接着由数据切片器模块400生成中断，得到唤醒信号，以提醒接收机下一步的逻辑。

进一步地，以唤醒接收机工作频率为860mhz～930mhz为例，对本实施例的低功耗高灵敏度的唤醒接收机进行详细说明如下：由于唤醒接收机频带的选择是至关重要的，因为它将影响接收天线的大小、系统的工作范围和所需无源组件的可用性。采用了friis方程，对频率如何影响唤醒接收机进行分析了解。

friis方程为：

其中，pr表示天线接收到的功率，pt表示传输功率，gr表示接收天线的增益，gt表示发射天线的增益，d表示传输距离，λ表示频率的波长，n表示路径损耗指数。通常pr的单位为dbm，接收电路的灵敏度就等于电路可接收的pr的最低值，且在这个值下，电路可以可靠地唤醒消息。

从公式(1)可知，较低的频率允许较长的传输范围，但也会增加天线长度。因此在某些不能使用大尺寸天线的应用场景下，将考虑提高载波频率以减小天线尺寸。在无线传感器网络中，最常用的频率是868mhz和2.4ghz，这也是最常用的唤醒通信所用频率。本实施例的唤醒接收机设计的工作频率为860mhz～930mhz。

唤醒接收机最常用的调制方案是开关键控(ook)，这种简单的调制方法能够大幅度简化唤醒接收机电路，以达降低功率的目的。在本实施例中，天线接收到的信号为经过ook调制的926mhz射频信号。

请参见图3，图3是本发明实施例提供的反射放大器的等效电路图。进一步地，本实施例的反射放大器200的反射系数|γ|为，

其中，re(zra+z0)＞0，且zra为负，z0表示反射放大器在中心频率下的前端电路阻抗，zra表示反射放大器在中心频率下的输入阻抗，re表示实部，当|γ|＞1，表示输入反射放大器的信号被放大。

在本实施例中，前端电路是指反射放大器200之前的电路。当施加适当的偏置电路时，zra呈现负电阻，此时，|γ|＞1意味着输入的信号被放大，此时，入射信号的增益可表示为gain＝20log10|γ|。当zra+z0＝0时，|γ||变得无限大，此时，便产生了振荡。但是，这种振荡会影响整流效果，因此，需要满足条件re(zra+z0)＞0，用于消除振荡。

进一步地，请参见图4，图4是本发明实施例提供的反射放大器的电路结构图。如图所示，本实施例的反射放大器包括：调节电容ctune，第一电容c1、第一电感l1，隧道二极管td和偏置电压源vbias。其中，调节电容ctune的第一极板连接接地端gnd，第二极板连接第一电容c1的第一极板；第一电容c1的第二极板连接第一电感l1的第一端；隧道二极管td的正极连接接地端gnd，负极连接至第一电容c1与第一电感l1之间；偏置电压源vbias串接在第一电感l1的第二端与接地端gnd之间；调节电容ctune与第一电容c1之间的节点作为反射放大器200的连接端，通过三端口循环器分别与信号接收模块100和无源整流器模块300连接。

在本实施例中，反射放大器200为一端口的设计，输入端和输出端均为调节电容ctune与第一电容c1之间的节点处。在本实施例中，隧道二极管td采用具有负差分电阻特性的低功耗隧道二极管ai301a。请参见图5，图5是本发明实施例提供的隧道二极管ai301a的i-v特性图。如图所示，当偏置电压为120mv-190mv时，ai301a明显地呈现出负电阻特性。请结合参见图6，图6是本发明实施例提供的隧道二极管ai301a的等效电路图。如图所示，其中ls和cp分别是等效封装寄生元件，rs和cj是损耗电阻和固有结电容，其值分别为：cp＝0.4pf，rs＝7.6ω，ls＝0.15nh，cj＝2.25pf。非线性负电阻区域的i-v关系经过多项式函数拟合，可得到下述关系式：

进一步地，在本实施例中，第一电容c1用于阻隔直流、第一电感l1用于将偏置网络与输入的射频信号隔离。通过调谐反射放大器200电路中的并联微带线长度(图4中l1-l7的长度)与调节电容ctune大小，可以最大限度地减少失配引起的能量损失。在本实施例中，设计在偏置电压源vbias为120mv下，输入阻抗为-40.7+j8.45ω，既可以防止振荡又能够提供足够的反射增益。

可选地，反射放大器200的电路在相对介电常数为4.2、厚度为1mm、线宽为70mill的2层fr4材质的pcb板上实现。

值得说明的是，隧道二极管td不限于本实施例提供的隧道二极管ai301a，也可用其他隧道二极管替代，相应地，反射放大器200的其他元件参数值可以根据实际情况进行设计，在此不做限制。

进一步地，对本实施例的反射放大器的增益进行测试。请参见图7和图8，图7是本发明实施例提供的测量反射放大器增益的实验连接图，图8是本发明实施例提供的不同射频信号输入功率下的反射放大器放大增益曲线图。如图7所示，信号发生器输出的射频信号从三端口循环器的端口1输入，再经过端口2的本实施例提供的反射放大器，最终输出到端口3的频谱分析仪上。由信号发生器调节输入功率pin，再由频谱分析仪测量输出功率pout，则放大增益可表示为gain＝pout-pin。

如图8所示。随着输入功率的减小，在相同的偏置电压下，反射放大器的增益越来越高。这是因为大的输入功率值会导致隧道二极管的电压漂移，从而影响反射放大器的输入阻抗和增益。在926mhz的频率下、输入功率pin＝-90dbm时，观察到最大放大增益为37db。此时测量的电流为1.77ma，偏置电压为128mv，即放大器的功耗为226μw。且关闭信号发生器时，在频带内无振荡现象发生。

进一步地，请参见图9，图9是本发明实施例提供的无源整流器模块的电路结构图。如图所示，本实施例的无源整流器模块300包括：第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4、第二电感l2、第一零偏二极管d1和第二零偏二极管d2。其中，第二电容c2的第一极板连接接地端gnd，第二电感l2串接在第二电容c2的第二极板和第三电容c3的第一极板之间；第三电容c3的第二极板分别连接第一零偏二极管d1的正极和第二零偏二极管d2的负极；第二零偏二极管d2的正极连接接地端gnd，第四电容c4串接在述第一零偏二极管d1的负极与接地端gnd之间；第二电容c2与第二电感l2之间的节点作为无源整流器模块的输入端vin，与反射放大器200连接；第一零偏二极管d1与第四电容c4之间的节点作为无源整流器模块300的输出端vout，与数据切片器模块400连接。

在本实施例中，无源整流器模块300用于进行ook解调，考虑到整流效率和电路功耗，采用无源整流器来恢复包络信号。为保证电路能够有效提取包络，必须使得接收的ook调制信号高于二极管的偏置电压，具有较低偏置电压的二极管可以提高灵敏度，因此选用零偏二极管来实现无源整流器(图9中第三电容c3、第四电容c4、第一零偏二极管d1和第二零偏二极管d2)。在本实施例中，第一零偏二极管d1和第二零偏二极管d2为hsms-285c零偏二极管。

为实现在860mhz～930mhz的频段上具有最佳检波效果，在无源整流器前增加了一个匹配网络(图9中第二电容c2和第二电感l2)。在本实施例中，l2＝18nh，c2＝5pf，使用网络分析矢量仪测得在926mhz的频率，无源整流器模块300的回波损耗s11小于-15db，并且能够解调低至-60dbm的ook调制的射频信号，说明本实施例的无源整流器模块300具有良好的性能。

值得说明的是，第一零偏二极管d1和第二零偏二极管d2不限于本实施例提供的hsms-285c零偏二极管，也可用其他零偏二极管替代。另外，可以通过调节反射放大器200中的调节电容ctune，以及无源整流器模块300中第二电容c2和第二电感l2的大小，可以将本实施例的低功耗高灵敏度的唤醒接收机的工作频率调节到任意频段上，不仅限于860mhz～930mhz，还可以是433mhz、2.4ghz和5.8ghz等其他频段。

进一步地，请参见图10，图10是本发明实施例提供的数据切片器模块的电路结构图。如图所示，本实施例的，数据切片器模块400包括：第一电阻r1、第五电容c5和比较器a1。其中，第一电阻r1串接在比较器a1的正输入端与负输入端之间，第五电容c5串接在比较器a1的负输入端与接地端gnd之间；比较器a1的正输入端作为数据切片器模块400的输入端，与无源整流器模块300连接，比较器a1的输出端作为数据切片器模块400的输出端，输出唤醒信号。

由于唤醒一个微控制器或一个ic需要至少1.5v的电压，但在ook调制信号功率为-30dbm或更低的情况下，经过无源整流器模块300的输出电压仅为几mv左右，远不能作为唤醒信号，因此，需要使用一种低能耗的数据切片器模块400来产生唤醒信号。在本实施例中，数据切片器模块400由无源低通滤波器(图10中第一电阻r1和第五电容c5)与高灵敏度、低功耗的比较器a1组成。

在比较器a1的输入端需要同时产生参考电压与输入信号，而参考电压可以使用一个简单的电阻电容无源低通滤波器来产生。当输入电压超过参考电压时，比较器a1输出高电平，否则将输出低电平。

在本实施例中，比较器a1为具有超低功耗和0.5mv输入失调电压的lpv7215比较器，第一电阻r1为5kω，第五电容c5为100nf。

值得说明的是，比较器a1不限于本实施例提供的lpv7215比较器，也可用其他同样具有μw级别功耗与低于10mv的输入失调电压的比较器替代。

通过对本实施例的低功耗高灵敏度的唤醒接收机，进行测试，其结果表明，本实施例的唤醒接收机在926mhz频率上，实现了高灵敏度，同时只消耗227μw的功率。而且该唤醒接收机在20bps的数据速率上，灵敏度为-98dbm，在1kbps的数据速率上，灵敏度为-90dbm。

本实施例的低功耗高灵敏度的唤醒接收机，采用基于隧道二极管的反射放大器对接收的射频信号进行放大处理，因此反射放大器能够以极高的增益放大入射信号，使得在发射信号功率较低的情况下，也能得到至少1.5v的唤醒信号，使得唤醒接收机具有高灵敏度。

其次，本实施例的低功耗高灵敏度的唤醒接收机，只有反射放大器和数据切片器模块消耗功率，而且数据切片器模块中的比较器采用具有较低功耗和输入失调电压的比较器，因此，唤醒接收机功耗在μw范围，使得唤醒接收机具有低功耗。

本实施例的唤醒接收机，因为低功耗和高灵敏度的原因，可以用于灾情检测，可以一次性的将大量定制有传感器的唤醒接收机投放至指定区域进行温度或者湿度监测。该低功耗的唤醒接收机可以持续工作很长的时间，且由于灵敏度高，能够及时检测灾情。

应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的物品或者设备中还存在另外的相同要素。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。