一种甚高频数据交换系统卫星接收机地面端信号检测方法与流程

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种甚高频数据交换系统卫星接收机地面端信号检测方法。

背景技术：

甚高频数据交换系统(vdes)不能满足海事监管部门对远洋船舶全方位、实时监管的需求。因此，本发明主要研究vdes系统地面端非协作通信信号的卫星接收技术，尤其是地面端asm/vde信号的检测技术。然而，卫星接收面临长距离传输、大多普勒频偏、低信噪比、消息碰撞等问题。例如：600km高度的卫星接收地面端信号，信号的传输时延在2ms到9.43ms之间，多普勒频偏在[-4khz，4khz]，此外，卫星将会同时接收到来自不同自组织时分多址小区发送的地面端信号，这些现象都会影响信号检测性能。

许多学者就信号检测问题做了大量研究，主要分为能量检测法、最大似然检测法以及相关检测法。能量检测法是一种无数据辅助的信号检测方法，拥有非常好的检测性能，但是，无法区分与识别接收到的信号是否是地面端信号。最大似然检测法是一种数据辅助的信号检测方法，基于概率分布函数实现信号检测，拥有比较好的检测性能，然而，复杂度非常高，不利于工程实现。相关检测法是另一种数据辅助的信号检测方法。只要检测特征量超过设定的阈值，就可以认为检测到地面端信号。考虑到阈值设定、接收信号幅度抖动等问题，地面端信号检测需要引入了恒虚警率(cfar)检测概念。

技术实现要素：

为了克服现有技术中的不足，本发明提供一种甚高频数据交换系统卫星接收机地面端信号检测方法，具有恒虚警检测的技术特点，有利于进行甚高频数据交换系统非协作通信信号侦察。

为了达到上述发明目的，解决其技术问题所采用的技术方案如下：

一种甚高频数据交换系统卫星接收机地面端信号检测方法，包括以下步骤：

步骤s1：信号截断：针对地面端信号帧头结构特性确定信号截取长度27tb，将前26tb信号送入第一预处理器并将后26tb信号送入第二预处理器；

步骤s2：预处理器：依据地面端同步字中双巴克码序列的调制信号特性设计本地补偿信号，并与26tb截断信号按位相乘；

步骤s3：频偏估计与补偿：利用频偏估计方法估计预处理器输出的信号频偏，并予以补偿；

步骤s4：匹配滤波器：根据巴克码序列生成匹配滤波器系数，对频偏估计与补偿的输出进行滤波；

步骤s5：检测特征量：根据滤波器输出波形，获取最大峰值与次大峰值的平均功率、最大峰值与次大峰值之间的平均功率、最大峰值与次大峰值之间的间距，计算检测特征量；

步骤s6：判决：根据预期的虚警概率设计阈值，当检测特征量大于阈值时，判定有地面端信号存在，否则，判定无地面端信号。

进一步的，所述步骤s1中：

按照π/4qpsk调制方式以及后续本地补偿信号的特点，间隔2tb进行一次截取，长度为27tb；

截取信号是经过模数变换、过采样后的离散化序列。

进一步的，所述步骤s2中：

将截取信号由π/4qpsk调制方式转为qpsk调制方式，因而，由exp{jπ/4}与1交替产生的长度为26符号的序列经过平方根升余弦滚降滤波器成形后得到本地补偿信号；

将截取信号与本地补偿信号按位相乘。

进一步的，所述步骤s3中：

利用频偏估计方法估计并抵消预处理器输出的信号频偏；

频偏估计与抵消后的残余频偏不超过500hz。

优选的，频偏估计与抵消后的残余频偏不超过100hz。

进一步的，所述步骤s4中：

对巴克码进行qpsk调制并经平方根升余弦滚降滤波器成形后得到13符号长度的信号；

以生成信号作为匹配滤波器的系数，并对频偏估计与补偿的输出进行滤波。

进一步的，所述步骤s5具体包括以下步骤：

步骤s51：寻找匹配滤波后波形中的最高峰与次高峰的位置；

步骤s52：当步骤s51中获取的最高峰与次高峰位置相距10-16个符号长度视为合理，其余皆为不合理；

步骤s53：若两个预处理器中执行步骤s52的结果均为不合理，则认为未检测到asm信号，接收信号向后滑动2个符号，重新进入步骤s1；若至少一个预处理器执行步骤s52的结果为合理，则进入步骤s54；

步骤s54：计算最高峰与次高峰的平均功率p6，两峰之间的平均功率p1，获得检测特征量ps/pn；考虑到成形滤波的影响，建议最高峰与次高峰位置附近的半个符号长度的预处理信号不纳入平均功率pn计算。

优选的，在步骤s52中，从步骤s51中获取的最高峰与次高峰位置相距12-14个符号长度视为合理。

进一步的，所述步骤s6具体包括以下步骤：

步骤s61：设置阈值t，为了获得较好的检测概率与虚警概率，不同信噪比需要设置不同的阈值；

步骤s62：若两路检测特征量p6/p1≤t，则认为未检测到地面端信号，重新开始步骤s1操作；

步骤s63：若至少一路检测特征量p6/p1＞t，则认为检测到地面端信号。

进一步的，所述步骤s6还包括：为了进一步抑制虚警概率，只有连续检测到地面端信号若干次，才认为有地面端信号存在。

本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，具有以下的优点和积极效果：

本发明深入研究地面端信号帧结构特性，基于同步字序列与巴克序列的相关双峰特性，提出了一种恒虚警率检测方法。为了消除了调制方式、多普勒频偏对双峰特性的影响，本发明进行了构建本地补偿信号、频偏估计与补偿等操作。此外，本发明解决了本地信号与接收信号之间的时延差异对检测方法的影响，具有恒虚警检测的技术特点，有利于进行甚高频数据交换系统非协作通信信号侦察。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单的介绍。显而易见，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。附图中：

图1为地面端信号帧结构图；

图2为qpsk调制符号映射关系图；

图3为相关序列的双峰特性图；

图4为接收信号匹配滤波输出波形；

图5为预处理信号匹配滤波输出波形；

图6为不同多普勒频偏下预处理信号匹配滤波输出波形；

图7为不同时延下预处理信号匹配滤波输出波形；

图8为地面端信号恒虚警率检测器结构；

图9为检测器虚警检测概率曲线；

图10为检测器检测概率曲线；

图11为检测器不同时延下的检测概率曲线；

图12为检测器在不同信干比、不同时延下的检测概率曲线。

具体实施方式

以下将结合本发明的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述和讨论，显然，这里所描述的仅仅是本发明的一部分实例，并不是全部的实例，基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

本实施例公开了一种甚高频数据交换系统卫星接收机地面端信号检测方法，包括以下步骤：

步骤s1：信号截断：针对地面端信号帧头结构特性确定信号截取长度27tb，将前26tb信号送入第一预处理器并将后26tb信号送入第二预处理器；

步骤s2：预处理器：依据地面端同步字中双巴克码序列的调制信号特性设计本地补偿信号，并与26tb截断信号按位相乘；

步骤s3：频偏估计与补偿：利用频偏估计方法估计预处理器输出的信号频偏，并予以补偿；

步骤s4：匹配滤波器：根据巴克码序列生成匹配滤波器系数，对频偏估计与补偿的输出进行滤波；

步骤s5：检测特征量：根据滤波器输出波形，获取最大峰值与次大峰值的平均功率、最大峰值与次大峰值之间的平均功率、最大峰值与次大峰值之间的间距，计算检测特征量；

步骤s6：判决：根据预期的虚警概率设计阈值，当检测特征量大于阈值时，判定有地面端信号存在，否则，判定无地面端信号。

进一步的，所述步骤s1中：

按照π/4qpsk调制方式以及后续本地补偿信号的特点，建议间隔2tb进行一次截取，长度为27tb；

截取信号是经过模数变换、过采样后的离散化序列。

虽然截取信号长度是27tb，但不等于截取信号正好覆盖27个符号。截取信号的头尾可能只占某个符号部分采样点，存在时延；

由于收发信机之间的相互运动，截取信号存在多普勒频偏；

为了降低时延偏差对检测性能的影响，将前26tb信号送入第一预处理器并将后26tb信号送入第二预处理器。相似地，可采用更多的预处理器降低时延偏差对检测性能的影响，但达到一定数量时，性能提升与资源损耗需要进行均衡。

进一步的，所述步骤s2中：

将截取信号由π/4qpsk调制方式转为qpsk调制方式，因而，由exp{jπ/4}与1交替产生的长度为26符号的序列经过平方根升余弦滚降滤波器成形后得到本地补偿信号；

将截取信号与本地补偿信号按位相乘。

进一步的，所述步骤s3中：

利用频偏估计方法估计并抵消预处理器输出的信号频偏。例如：采用高阶循环累积量的方法估计频偏。

频偏估计与抵消后的残余频偏不超过500hz。

优选的，频偏估计与抵消后的残余频偏不超过100hz，对检测算法的性能影响不明显。

进一步的，所述步骤s4中：

对巴克码进行qpsk调制并经平方根升余弦滚降滤波器成形后得到13符号长度的信号；

以生成信号作为匹配滤波器的系数，并对频偏估计与补偿的输出进行滤波。

进一步的，所述步骤s5具体包括以下步骤：

步骤s51：寻找匹配滤波后波形中的最高峰与次高峰的位置；

步骤s52：当步骤s51中获取的最高峰与次高峰位置相距10-16个符号长度视为合理(考虑到噪声的影响可以适当容忍间距抖动)，其余皆为不合理；

步骤s53：若两个预处理器中执行步骤s52的结果均为不合理，则认为未检测到asm信号，接收信号向后滑动2个符号，重新进入步骤s1；若至少一个预处理器执行步骤s52的结果为合理，则进入步骤s54；

步骤s54：计算最高峰与次高峰的平均功率p6，两峰之间的平均功率p1，获得检测特征量ps/pn；考虑到成形滤波的影响，建议最高峰与次高峰位置附近的半个符号长度的预处理信号不纳入平均功率pn计算。

优选的，在步骤s52中，从步骤s51中获取的最高峰与次高峰位置相距12-14个符号长度视为合理。最佳相距13个符号长度。

进一步的，所述步骤s6具体包括以下步骤：

步骤s61：设置阈值t，为了获得较好的检测概率与虚警概率，不同信噪比需要设置不同的阈值，例如虚警概率为10^-3时对应t＝9.3；

步骤s62：若两路检测特征量ps/pn≤t，则认为未检测到地面端信号，重新开始步骤s1操作；

步骤s63：若至少一路检测特征量ps/pn＞t，则认为检测到地面端信号。

进一步的，所述步骤s6还包括：为了进一步抑制虚警概率，建议只有连续检测到地面端信号若干次，才认为有地面端信号存在。

实施例1：

vdes系统中卫星接收到的地面端信号帧结构如图1所示。其中，同步字为“111111001101010000011001010”是1+巴克序列+反巴克序列的形式。同步字中1表示符号11，0表示符号00。

根据ialag1139文件，地面端同步字采用π/4qpsk调制，其符号映射关系如图2所示。π/4qpsk调制符号映射关系定义如下：第一个符号采用的星座图为(如图2中浅色所示)，第二个符号采用的星座图为{1+0j，0+j，-1+0j，-j}(如图2中深色所示)，第三个符号采用的星座图与第一个符号一样，第四个符号采用的星座图与第二个符号一样，其他符号一直交替下去。因而，π/4qpsk调制可以等效为符号采用qpsk调制的星座图进行映射，只是偶数位符号映射相位需要减去π/4。

地面端发送信号可以表示为：

其中，te表示码元宽度，表示第k个符号的映射相位，g(t)表示均方根升余弦函数。则卫星接收机接收到的信号可以表示为：

其中，δf表示频偏，在区间[-4khz，4khz]上均匀分布。θ0是载波初始相位，在区间[0，2π)上均匀分布。w(t)表示均值为0、方差为σ²的复高斯白噪声。

信号检测方法主要是基于同步字序列与巴克序列相关后的双峰特性开展的，如图3所示，其中图3a)表示序列采用qpsk调制，图3b)表示序列采用π/4qpsk调制。从图中可以看出，π/4qpsk调制双峰特性不如qpsk调制理想。因而，信号检测首先需要补偿π/4qpsk调制引起的恶化问题。此外，从图3a)中可以看出，双峰间隔13个符号且双峰之间的能量平稳。因而，根据峰值功率与峰值之间平均功率之比设计地面端信号的恒虚警率检测方法。

忽略多普勒频偏的影响，当同步字序列到达接收机时，接收信号可以表示为：

此外，对巴克序列进行调制并进行均方根升余弦成形滤波生成本地信号sbar(t)，并以本地信号设计匹配滤波器hm(t)。

不考虑噪声，接收信号经过匹配滤波后的输出波形如图4所示，其中图4a)中巴克序列采用π/4qpsk调制，图4b)中巴克序列采用qpsk调制。对比两幅图可以看出，对巴克序列进行qpsk调制能更好的保证双峰特性。

本实施例基于π/4qpsk调制与qpsk调制之间的关联，构造26符号长度的补偿序列c＝{e^jπ/4,1,...,e^jπ/4,1}，并经过均方根升余弦成形滤波器生成本地补偿信号，表达式如下：

对接收信号进行补偿后得到预处理信号

rc(t)＝rdbar(t)*sc(t)

预处理信号经过匹配滤波后的输出波形如图5所示。对比图5与图4b)可以看出，对接收信号进行补偿能够提升峰值能量、抑制峰值之外区域的能量耗散，更好的保证相关序列的双峰特性。

基于匹配滤波信号，设计恒虚警率检测流程如下：

1)给定检测阈值7，对应一定的虚警概率pf；

2)搜索匹配滤波信号中的两个峰值位置，判断峰值间距是否合理(长度在13符号左右为合理)，计算间距合理的两峰值平均功率ps；

3)计算两峰值之间信号的平均功率pn；

4)定义检测特征量ps/pm。当ps/pn≥t时，则认为检测到地面端信号，否则认为没有检测到地面端信号。

此外，多普勒频偏、接收信号与本地信号之间的时延等情况都会影响检测方法的性能。首先分析多普勒频偏对检测方法的影响。对接收信号分别附加0.01rb，0.03rb，0.05rb，0.1rb的多普勒频偏，预处理信号匹配滤波输出波形如图6所示。从图中可以看出随着多普勒频偏的增加，预处理信号峰值间距变化、峰值能量耗散、峰值外区域的能量增加，必然导致检测方法性能恶化，因而，为了保障检测性能，需要对接收信号进行频偏估计与补偿，可以通过qpsk信号四阶循环累积量的循环频率估计频偏。

下面分析接收信号与本地信号之间的时延对检测方法的影响。对接收信号分别附加0.5tb，tb，1.5tb，2tb的时延，预处理信号匹配滤波输出波形如图7所示。从图中可以看出，当时延增加到tb时预处理信号能量耗散最严重，容易影响检测方法的性能。但是，当时延增加到2tb时预处理信号能量再聚集在峰值，有利于提高信号检测的性能。同时注意到时延在0.5tb与1.5tb时，预处理信号能量耗散情况类似且峰值能量耗散不严重。因而预处理信号峰值能量是以2tb为周期变化的。

综上，本实施例设计的地面端信号恒虚警率检测器结构如图8所示。信号截断模块间隔2tb截取一段长度为27tb的接收信号。将前26tb信号送入预处理器1并将后26tb信号送入预处理器2。单个处理器的时延抖动范围为[-tb，tb]，而由于两个处理器错位一个tb可以降低整个检测方法的时延抖动范围至[-0.5tb，0.5tb]，进而减少时延对检测性能的影响。预处理器根据本地补偿信号对采样信号进行补偿后，再进行多普勒频偏的估计与补偿后送入匹配滤波器。根据匹配滤波器输出信号计算检测特征量，结合阈值判决是否有地面端信号存在。

在阈值设为9.3、比特信噪比为[-15db，5db]的情况下，每个信噪比跑10000次仿真，检测器虚警检测概率曲线如图9所示。从图9a)中可以看出检测器的虚警概率与噪声功率无关，从图9b)中可以看出阈值为9.3时，虚警检测概率约为1×10^-3。

在阈值设为9.3、比特信噪比为[-15db，5db]的情况下，每个信噪比跑10000次仿真，检测器检测概率曲线如图10所示。考虑到多普勒频偏估计算法存在100hz左右的误差(约为0.01rb)，因而将在{0.01rb，0.02rb}多普勒频偏下的检测性能进行比较。

在阈值设为9.3、比特信噪比为[-15db，5db]的情况下，每个信噪比跑10000次仿真，检测器分别在不同时延{-0.5tb，-0.25tb，0tb，0.25tb，0.5tb}下的检测概率曲线如图11所示。

在阈值设为9.3、比特信噪比为[-15db，5db]的情况下，每个信噪比跑10000次仿真。假设存在一个干扰且目标信号经过频偏估计与补偿后频偏残差在[-200hz，200hz]内随机选取，相应地，干扰的多普勒频偏在区间[-8khz，8khz]内随机选取。信号与干扰的时延在区间[0，200]个采样点内随机选取。检测器在不同信干比(sir){5db，10db}、不同时延{0tb，0.5tb}下的检测概率曲线如图12所示。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。