一种适用于DVBS2调制的32APSK软信息计算方法与流程

一种适用于dvbs2调制的32apsk软信息计算方法
技术领域
1.本发明属于无线数字传输系统中的高阶解调译码技术领域，具体涉及一种适用于dvbs2调制的32apsk软信息计算方法。


背景技术：

2.目前，由于高阶振幅移相键控(apsk)技术频谱效率高，能够节约带宽资源，因此有着很广的应用前景。欧洲的第二代卫星数字广播(dvbs2)标准和空间数据系统咨询委员会(ccsds)的《高速遥测应用中可变高级编码和调制方法》(ccsds131.2
‑
r
‑
1)的标准中，都规定了一种32apsk调制方案。
3.对于接收到的信号y＝i+jq其软信息通用计算公式如下：
[0004][0005]
其中y＝i+jq为接收到的符号，i为信号的实部，q为信号虚部，分别为b
n
位硬判决为“0”、“1”的星座点集，γ＝γ
re
+jγ
im
为或中的点，σ2为加性高斯白噪声信道的方差。由图1可知，判决域关于复平面坐标轴非对称，不能简单的通过数值正负或者极坐标变换来判定接收到的符号所在区域。因此，上述方法在进行软信息计算时，公式中的γ
re
、γ
im
取值复杂，软信息计算公式中包含大量指数运算，平方运算以及除法运算，运算复杂度高，不合适硬件实现高速数字传输。
[0006]
因此,现阶段需设计一种适用于dvbs2调制的32apsk软信息计算方法,来解决以上问题。


技术实现要素：

[0007]
本发明目的在于提供一种适用于dvbs2调制的32apsk软信息计算方法，用于解决上述现有技术中存在的技术问题，如：现有技术中的方法在进行软信息计算时，公式中的γ
re
、γ
im
取值复杂，软信息计算公式中包含大量指数运算，平方运算以及除法运算，运算复杂度高，不合适硬件实现高速数字传输。
[0008]
为实现上述目的，本发明的技术方案是：
[0009]
一种适用于dvbs2调制的32apsk软信息计算方法，包括以下步骤：
[0010]
(1)将32apsk的星座图外环进行适当的旋转，形成新的32apsk星座图；
[0011]
(2)将32apsk的星座图按顺序分解为5幅子星座图，每幅子星座图的星座点的码元值为原星座图对应星座点的码元序列对应位置的码元；
[0012]
(3)分别计算出这5幅子星座图中的判决门限，用于判定接收信号为二进制信号0或者1；
[0013]
(4)将32apsk解调器接收到的调制信号值分别映射到5幅子星座图的坐标系中，根据每幅子星座图的判决门限，分别计算5幅子星座图的软信息；
[0014]
(5)将计算得到的5幅子星座图的软信息按顺序合并，得到译码器所需的软信息序列。
[0015]
进一步的，接收端接收到的信号为y＝i+jq，σ2为awgn信道噪声方差；
[0016]
其中步骤(1)具体为将外环符号星座图逆时针旋转π/16，即乘上e
jπ/16
；
[0017]
其中步骤(3)具体为分别计算5幅子星座图中判决门限，按如下公式计算：
[0018]
第1幅子星座图的门限计算公式为：
[0019][0020]
第2幅子星座图的门限计算公式为：w2＝0.5*r1(γ1+γ2)；
[0021]
第3幅图子星座图的门限计算公式为：w3＝0；
[0022]
第4幅图子星座图的门限计算公式为：w4＝0；
[0023]
第5幅图子星座图的门限计算公式为：
[0024][0025]
进一步的，其中步骤(4)具体为分别计算5幅子星座图的软信息，按如下公式计算：
[0026]
第1幅子星座图的软信息计算公式为：
[0027][0028]
第2幅子星座图的软信息计算公式为：llr(b2)≈|y|
‑
w2；
[0029]
第3幅子星座图的软信息计算公式为：llr(b3)≈w3‑
i；
[0030]
第4幅子星座图的软信息计算公式为：llr(b4)≈w4‑
q；
[0031]
第5幅子星座图的软信息计算公式为：
[0032][0033]
进一步的，其中步骤(5)具体为将计算得到的5位解调软信息按顺序合并，是按照所分解的子星座图的顺序排列成(b1b2b3b4b5)序列。
[0034]
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：
[0035]
(1)本发明在进行软信息计算时，其比特判决区域具有一定的对称性，使得相应公式可以得到高效的近似简化，不再含有复杂的运算过程；
[0036]
(2)本发明将5位比特的32apsk星座图分解为5幅子星座图，便于快速确定判决门限，减少了各个比特位之间的相互干扰；
[0037]
(3)通过仿真验证了该算法并未造成性能的明显损失。
附图说明
[0038]
图1为dvbs2标准中的32apsk星座点图；
[0039]
图2为本发明的解调软信息计算流程示意图；
[0040]
图3为本发明中外环符号旋转后的32apsk星座点图；
[0041]
图4为本发明将图3所示星座图分解得到的第1幅子星座图；
[0042]
图5为本发明将图3所示星座图分解得到的第2幅子星座图；
[0043]
图6为本发明将图3所示星座图分解得到的第3幅子星座图；
[0044]
图7为本发明将图3所示星座图分解得到的第4幅子星座图；
[0045]
图8为本发明将图3所示星座图分解得到的第5幅子星座图；
[0046]
图9为一种典型的数字通信系统结构框图；
[0047]
图10为本发明解调软信息的误码率仿真曲线图。
具体实施方式
[0048]
下面结合本发明的附图1
‑
10，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0049]
实施例：
[0050]
如图2所示，因此提出一种适用于dvbs2调制的32apsk软信息计算方法。
[0051]
具体步骤如下：
[0052]
步骤1.将32apsk信号的星座图的外环进行逆时针π/16的角度旋转。
[0053]
步骤2.将32apsk的星座图按顺序分解为5幅子星座图。
[0054]
旋转后的32apsk的星座图如图3所示。根据图3的星座图结构拆解构建出5幅新的星座图，使它们与图3拥有相同的星座点个数，且每个星座点的位置与图3相同，得到5幅子星座图，如图4
‑
8所示。其中：
[0055]
图4是第1幅子星座图，它的每个星座点对应的码元值为图3星座图中每个星座点对应码元序列中的第1个码元；
[0056]
图5是第2幅子星座图，它的每个星座点对应的码元值为图3星座图中每个星座点对应码元序列中的第2个码元；
[0057]
图6是第3幅子星座图，它的每个星座点对应的码元值为图3星座图中每个星座点对应码元序列中的第3个码元；
[0058]
图7是第4幅子星座图，它的每个星座点对应的码元值为图3星座图中每个星座点对应码元序列中的第4个码元；
[0059]
图8是第5幅子星座图，它的每个星座点对应的码元值为图3星座图中每个星座点对应码元序列中的第5个码元；
[0060]
步骤3.分别计算出图4
‑
8这5幅子星座图中的判决门限。
[0061]
(3.1)计算第1幅子星座图中的判决门限w1[0062]
参照图4，对于外环的信号，本发明用直线l2和l5进行内外侧区分，外侧信号将判决门限选取为实部相隔最近的0码元值和1码元值对应星座点的中线，即为图4中l1和l6两
条直线，其判决门限值为：条直线，其判决门限值为：内侧信号将判决门限选取为0码元值和1码元值对应星座点的中线，即为图4中l3和l4两条直线，其判决门限值为：为：对于内中环的信号，本发明将判决门限选取为虚部相隔最近的0码元值和1码元值对应的星座点的中线，即为图4中l7和l8两条直线，其判决门限值为：
[0063]
(3.2)计算第2幅子星座图中的判决门限w2[0064]
参考图5，所有码元值为1的星座点均分布在外环，所有码元值为0的星座点均分布在内中环，本发明将外环与中环半径的均值作为判决门限，即为图5中的虚线环，其判决门限值为：w2＝0.5*r1(γ1+γ2)。
[0065]
(3.3)计算第3幅子星座图中的判决门限w3[0066]
参考图6，所有码元值为1的星座点均分布在y轴左侧，所有码元值为0的星座点均分布在y轴右侧，本发明将y轴作为判决门限，其判决门限值为：w3＝0。
[0067]
(3.4)计算第4幅子星座图中的判决门限w4[0068]
参考图7，所有码元值为1的星座点均分布在x轴下侧，所有码元值为0的星座点均分布在x轴上侧，本发明将x轴作为判决门限，其判决门限值为：w4＝0。
[0069]
(3.5)计算第5幅子星座图中的判决门限w5[0070]
参考图8，对于外环的信号，本发明将判决门限选取为实部相隔最近的0码元值和1码元值对应的星座点的中线，即为图8中h1和h2两条直线，其判决门限值为：对于内环信号，本发明将判决门限选取为实部相隔最近的0码元值和1码元值对应的星座点的中线，即为图8中h3和h4两条直线，其判决门限值为：门限值为：
[0071]
步骤4.根据判决门限，分别计算每一位比特位的软信息。
[0072]
设输入的调制信号y＝i+jq，则将该信号值映射在每一幅子星座图的坐标系中并计算出各自的软信息。
[0073]
(4.1)本发明通过比较信号y与判决门限w1，得到第1位软信息为：
[0074][0075]
(4.2)本发明通过比较信号y与判决门限w2，得到第2位软信息为：
[0076]
llr(b2)≈|y|
‑
w2[0077]
(4.3)本发明通过比较信号y与判决门限w2，得到第3位软信息为：
[0078]
llr(b3)≈w3‑
i
[0079]
(4.4)本发明通过比较信号y与判决门限w2，得到第4位软信息为：
[0080]
llr(b4)≈w4‑
q
[0081]
(4.5)本发明通过比较信号y与判决门限w2，得到第5位软信息为：
[0082][0083]
步骤5.合并软信息，得到软信息序列。
[0084]
将计算得到的5位软信息按顺序进行排列，得到译码器所需要的软信息序列为(b1b2b3b4b5)。
[0085]
具体的：
[0086]
(1)结合图9，用户在发送端将信源进行tpc(11/16,11/16)编码，得到编码序列1010010011
……
，本实施例取前5位编码序列10100用于解调软信息计算方法说明。
[0087]
(2)根据图1及下表的基于dvbs2标准的32apsk调制格式，参考r1＝0.242，γ1＝2.84，γ2＝5.27，选取编码序列10100调制为符号(
‑
0.6639+j01779)。
[0088][0089]
标注：dvbs2标准中32apsk星座图不同码率及内环半径r1和中环、外环半径比例γ1和γ2[0090]
(3)信号经过加性高斯白噪声信道传输后，接收端得到的接收信号为：
[0091]
(
‑
0.7060+j0.2441)。
[0092]
(4)由上述接收信息利用本发明给出的表达式依次计算5个比特的软信息：
[0093]
(4.1)分别计算图4
‑
8的子星座图判决门限：
[0094]
第1位码元的判决门限为：
[0095][0096]
第2位码元的判决门限为：w2＝0.9813；
[0097]
第3位码元的判决门限为：w3＝0；
[0098]
第4位码元的判决门限为：w4＝0；
[0099]
第5位码元的判决门限为：
[0100]
[0101]
(4.2)将接收信号(
‑
0.7060+j0.2441)分别映射到子星座图上计算各位软信息：
[0102]
第1位码元的软信息为：llr(b1)≈w1(内中环)
‑
|0.2441|＝0.0878
[0103]
第2位码元的软信息为：llr(b2)≈|
‑
0.7060+j0.2441|
‑
w2＝
‑
0.2343；
[0104]
第3位码元的软信息为：llr(b3)≈w3‑
(
‑
0.7060)＝0.7060；
[0105]
第4位码元的软信息为：llr(b4)≈w4‑
(0.2441)＝
‑
0.2441；
[0106]
第5位码元的软信息为：
[0107]
llr(b5)≈w5(内中环)
‑
|
‑
0.7060|＝
‑
0.3741
[0108]
(4.3)将5位软信息按顺序合并，即可得到符号(
‑
0.7060+j0.2441)的解调软信息序列(0.0878，
‑
0.2343，0.7060，
‑
0.2441，
‑
0.3741)。
[0109]
(5)将得到的软信息用于后端的译码器进行译码判决，在降低了软信息的计算复杂度的同时完成通信功能。
[0110]
以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。