一种基于维纳-霍夫变换的室内定位方法及室内定位系统

一种基于维纳
‑
霍夫变换的室内定位方法及室内定位系统
技术领域
1.本发明涉及一种室内定位方法，具体涉及一种基于维纳
‑
霍夫变换的室内定位方法及室内定位系统。


背景技术：

2.随着数据业务和多媒体业务的快速增加，人们对定位的需求日益增大，尤其在复杂的室内环境，如机场大厅、超市、图书馆、地下停车场等环境中，常常需要确定移动终端或其持有者、设施与物品在室内的位置信息。当前的大多数定位算法只是针对无线二维网络展开研究的，然而在实际应用中无线网络节点也会经常处于三维环境中，这些场合下需要提供移动终端的三维位置信息，目前研究人员提出了许多基于射频识别的室内定位解决方案。
3.在移动终端的室内定位系统中，多普勒频移反映了终端与节点间的相对运动特性。在双线性时频分布中，wigner
‑
ville(wvd)变换具有较理想的性质和较好的分辨力，wvd变换把一维时域信号转换成二维时频能量分布，形状由信号频率调制决定。对线性调频信号而言，wvd变换使信号能量集中在时频面上的一条直线上。线性调频信号检测问题就转变为时频面内的直线检测问题。但传统的wvd变换由于交叉项的存在，导致时频谱的分辨率降低。
4.典型的非测距dv
‑
hop算法采用无偏估计的计算跳距，在总体误差最小化时，未能使得各项误差最小化，且典型的dv
‑
hop算法未考虑在节点计算跳距过程中的跳数与距离的匹配关系，在估算未知节点坐标时会存在一定的定位误差。


技术实现要素：

5.本发明的目的是提供一种基于维纳
‑
霍夫变换的室内定位方法及室内定位系统，基于wigner
‑
hough变换把检测任意形状的问题转化为峰值检测，相对于传统wvd时频分析方法其干扰检测性能明显提升，还能有效抑制噪声，在室内定位领域具有良好的应用前景。
6.为了达到上述目的，本发明提供了一种基于维纳
‑
霍夫变换的室内定位方法，该方法针对的基于维纳
‑
霍夫变换的室内定位系统包含：室内接入节点t
α
以及若干终端q
p
，p为终端编号，α为节点编号，且至少含有四个不在同一平面上的节点t1、t2、t3和t4，节点为待定位环境周围的基站，以终端q1表示区域内若干终端中任意一待定位终端，终端q1为具有读写功能的装置；该定位方法包含：
7.(s100)所述节点以混合预编码方式发送信息：将任意一个节点t
α
覆盖区域中的终端总数设为k，将该节点t
α
覆盖区域中的终端基于信道的wigner
‑
hough谱分布划分为n个终端簇，设第q簇的终端数为k
q
，q∈[1,2,
…
,n]，且通过节点t1,t2,t3,t4端分别进行基于混合预编码的发射，节点t1,t2,t3,t4发送的信息包括：节点的id和位置信息；
[0008]
(s200)终端q1对接收到的来自节点t
t
的信号进行检测；
[0009]
(s300)对终端q1进行空间位置估计：通过加权的距离向量
‑
跳段方法求得终端q1与
各节点t
α
(α＝1,2,3,4)之间的距离l
α
(α＝1,2,3,4)，分别以各节点t
α
(α＝1,2,3,4)为圆心，距离l
α
(α＝1,2,3,4)为半径得到四个球，实际的终端q1在这四个球所围成的空间区域中；再采用极大似然估计法解方程组，则终端q1的位置坐标为：
[0010][0011]
其中，上角标’表示求转置，上角标
‑
1表示求逆，
[0012][0013]
在步骤(s100)中，节点以混合预编码方式发送信息的方法，包含：
[0014]
(s110)基于信道的wigner
‑
hough谱分布划分终端簇：根据任意两个终端q
c
和q
d
与节点间信道的wigner
‑
hough变换对终端进行分簇，假设终端p对应的wigner
‑
hough的谱峰为whp，谱峰在极半径
‑
角度平面位置为(ρ
p
,θ
p
)，当whp>wh
阈值
且p＝c,d时，则q
c
和q
d
划为同一终端簇，记为终端簇
[0015]
(s120)根据终端簇估计预编码：针对终端簇采用几何平均分解获得的酉矩阵和上三角矩阵λ构造模拟预编码c
q,rf
，c
q,rf
＝γλ
*
(λλ
*
)
‑1，采用规则化迫零构造数字预编码c
q,bb
，根据模拟预编码和数字预编码得到混合预编码为：c
q
＝c
q,rf
·
c
q,bb
；
[0016]
(s130)基于终端分簇的混合预编码发射：节点t
t
的原始信号s通过混合预编码进行加权，并映射到相应的天线端口，发射信号为：c
q
·
s。
[0017]
优选地，在步骤(s120)中，根据终端簇估计预编码的方法，包含：
[0018]
(s121)估计模拟预编码：对聚合信道进行几何平均分解，其中u、γ为酉矩阵，上角标*表示求共轭转置，满足u
*
u＝γ
*
γ＝i
η
×
η
，i为η行η列单位阵，η是聚合信道的秩，λ为具有相等对角元素的实上三角矩阵，且其对角元素为λ1≥λ2≥
…
≥λ
η
≥0是相关矩阵的非零特征值；根据上三角矩阵λ和酉矩阵γ构造模拟预编码，为：c
q,rf
＝γλ
*
(λλ
*
)
‑1；
[0019]
(s122)估计数字预编码：设聚合信道与第q簇终端模拟预编码构成的等效信道为：采用规则化迫零构造数字预编码，为：
[0020][0021]
式中，i为单位阵，p
α
为节点t
α
的发射功率，δ
q
为功率归一化因子，且
[0022][0023]
其中，v
q
为中间变量，上角标
‑
1表示求逆；
[0024]
(s123)根据模拟预编码和数字预编码得到混合预编码，为：
[0025]
c
q
＝c
q,rf
·
c
q,bb
。
[0026]
优选地，在步骤(s300)中，估计所述终端q1到各节点的距离的方法，包含：
[0027]
(s321)获得终端q1与节点t1、t2、t3和t4的最小跳数，为：
[0028][0029]
其中，是广义节点t
j+
的信号强度因子，取为该广义节点t
j+
与上一跳广义节点t
j
间的信道矩阵的谱范数的平方：j为广义节点号，j+为表示节点t
j
的相邻上一跳节点的节点号，广义节点包括节点和伪节点，伪节点为除终端q1外的其它待定位终端；int
α
为终端q1到节点t
α
的最小整数跳数；
[0030]
(s322)估计终端q1的加权平均跳距：采用均方根误差法求得的距离终端q1最近节点t
i
的平均跳距，通过平均跳距获得加权平均跳距；
[0031]
距离终端q1最近节点t
i
的平均跳距，为：
[0032][0033]
其中，hop
αi
为节点t
α
到节点t
i
的最小跳数，α≠i；d
αi
为节点t
i
与除节点t
i
外的其它节点t
α
间的距离；
[0034]
所述终端q1的加权平均跳距，为：
[0035][0036]
加权系数ζ
α
，为：
[0037][0038]
其中，为信号强度因子，为节点t
α
与终端q1间的信道矩阵；
[0039]
(s323)计算终端与节点间的距离
[0040]
所述终端q1到四个节点t1、t2、t3和t4的距离分别，为：
[0041]
l1＝hop
1q
·
hopsizeavg
q
[0042]
l2＝hop
2q
·
hopsizeavg
q
[0043]
l3＝hop
3q
·
hopsizeavg
q
[0044]
l4＝hop
4q
·
hopsizeavg
q
。
[0045]
优选地，所述wh
阈值
取wigner
‑
hough变换的最小峰谱值的5％，为：
[0046][0047]
本发明的另一目的是提供一种基于时频分析的终端簇室内定位系统，该室内定位系统包含：室内接入节点t
α
以及若干终端q
p
，p为终端编号，α为节点编号，且至少含有四个不在同一平面上的节点t1、t2、t3和t4，节点为待定位环境周围的基站，以终端q1表示区域内若干终端中任意一待定位终端，终端q1为具有读写功能的装置；该室内定位系统中任意一待定位终端q1通过所述的方法进行定位。
[0048]
本发明的基于维纳
‑
霍夫变换的室内定位方法及室内定位系统，具有以下优点：
[0049]
本发明的方法基于wigner
‑
hough变换将wvd时频谱空间中的相同形状的曲线或直线映射到极半径
‑
角度空间中的一个点上形成峰值，把检测任意形状的问题转化为峰值检测。通过检测极半径
‑
角度空间中的峰值点，确定出该wvd时频谱空间中的曲线的描述参数，从而提取wvd时频谱中的规则曲线。wigner
‑
hough变换相对于传统wvd时频分析方法其干扰检测性能明显提升，还能有效抑制噪声，在室内定位领域具有良好的应用前景。
[0050]
此外，采用基于几何平均分解的混合预编码，可以将信道矩阵分解为具有相同对角元素值的信道，所有对角元素值均等于信道矩阵特征值的几何均值，使得子信道获得等增益，避免复杂的比特分配。
[0051]
基于加权的距离向量
‑
跳段测距法，通过引入信号强度因子对最小跳数及平均跳距加权，减小了常规距离向量
‑
跳段中最小跳数和平均跳距带来的误差，从而定位更为精确。
附图说明
[0052]
图1为本发明方法的定位框图。
[0053]
图2为本发明基于信道维纳
‑
霍夫(wigner
‑
hough)谱分布划分终端簇的示意图。
[0054]
图3为本发明基于信道维纳
‑
霍夫谱分布等高线图。
[0055]
图4为本发明基于信道维纳
‑
霍夫谱分布图。
[0056]
图5为本发明的时频坐标与参数(极半径
‑
角度)坐标之间的关系图。
[0057]
图6为本发明的基于终端分簇的混合预编码发射的示意图。
[0058]
图7为本发明的基于加权的距离向量
‑
跳段测距方法示意图。
具体实施方式
[0059]
下面将对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范
围。
[0060]
实施例1
[0061]
一种基于维纳
‑
霍夫变换的室内定位方法，如图1示，为本发明方法的定位框图，该方法针对的基于维纳
‑
霍夫变换的室内定位系统包含：室内接入节点t
α
以及若干终端q
p
，p为终端编号，α为节点编号，且至少含有四个不在同一平面上的节点t1、t2、t3和t4，节点为待定位环境周围的基站，以终端q1表示区域内若干终端中任意一待定位终端，终端q1为具有读写功能的装置。该定位方法包含：
[0062]
(s100)节点以混合预编码方式发送信息：将任意一个节点t
α
覆盖区域中的终端总数设为k，将该节点t
α
覆盖区域中的终端基于信道的wigner
‑
hough谱分布划分为n个终端簇，设第q簇的终端数为k
q
，q∈[1,2,
…
,n]，且通过节点t1,t2,t3,t4端分别进行基于混合预编码的发射，节点t1,t2,t3,t4发送的信息包括节点的id和位置信息等；
[0063]
(s200)终端q1对接收到的来自节点t
α
的信号进行检测：在实际检测时，假设终端q1接收到t1、t2、t3和t4四个节点的信号，从中分离出各个信号，然后进行处理；
[0064]
(s300)对终端q1进行三维空间位置估计：通过加权的距离向量
‑
跳段方法求得终端q1与各节点t
α
(α＝1,2,3,4)之间的距离l
α
(α＝1,2,3,4)，分别以各节点t
α
(α＝1,2,3,4)为圆心，距离l
α
(α＝1,2,3,4)为半径得到四个球，实际的终端q1在这四个球所围成的空间区域中；再采用最小二乘估计法解方程组，则终端q1的位置坐标为：
[0065][0066]
其中，上角标’表示求转置，上角标
‑
1表示求逆，
[0067][0068]
在步骤(s100)中，节点以混合预编码方式发送信息的方法，包含：
[0069]
(s110)基于信道的wigner
‑
hough谱分布划分终端簇
[0070]
如图2
‑
4所示，图2为本发明基于信道wigner
‑
hough谱分布划分终端簇的示意图，即根据终端与节点的无线传输信道的wigner
‑
hough谱分布对终端进行分簇。
[0071]
在室内立体停车库中，有步行的人流手持的终端q1、q2和q3，层间升降的车辆乘载的终端q4和q5，以及地面行驶的车辆乘载的终端q6、q7、q8和q9等，上述三种情形因工作时间、移动速度和方向的不同，使得终端具有不同的wigner
‑
hough谱。可以将步行的人流、地面行驶的车辆和层间升降的车辆承载的终端划分为i、ii和iii三个簇。图2中终端总数k＝9，终端簇数q＝3，第i簇、第ii簇和第iii簇终端数分别为3个、2个和4个。
[0072]
对信道做wigner
‑
hough变换，得到wigner
‑
hough谱分布。图3
‑
4分别为维纳
‑
霍夫(wigner
‑
hough)谱分布等高线图和wigner
‑
hough谱分布图。假设h
α,r1
为节点t
α
到第r簇(r≠q)第1个终端的信道，h
α,r2
为节点t
α
到第r簇第2个终端的信道，
…
，为节点t
α
到第r簇第k
r
个终端的信道；对信道h
α
,
r1
做wigner
‑
hough变换，得到wigner
‑
hough谱分布，wigner
‑
hough谱分布揭示了信道的时频域功率谱，能够清晰的分辨信道的wigner
‑
hough谱在极半径
‑
角度空间上的分布。
[0073]
wigner
‑
hough变换为：
[0074][0075]
式中，τ为时延积分参数，t为时间，f为多普勒频率，g为多普勒频率变化率，上角标#为求共轭，wigner
‑
hough是对wigner
‑
ville(wvd)分布的线性积分。
[0076]
wigner
‑
hough变换将wvd时频谱空间中的相同形状的曲线或直线映射到极半径
‑
角度空间中的一个点上形成峰值，把检测任意形状的问题转化为峰值检测。通过检测极半径
‑
角度空间中的峰值点，确定出该wvd时频谱空间中的曲线的描述参数，从而提取wvd时频谱中的规则曲线。
[0077]
将终端对应的信道矩阵分别做wigner
‑
hough变换，然后求和；wigner
‑
hough变换的每个谱峰即对应特性相近的信道矩阵，进而把相应的终端划分为同簇终端。
[0078]
图4的结果显示wigner
‑
hough变换相对于传统wvd时频分析方法其干扰检测性能明显提升，还能有效抑制噪声。
[0079]
为避免噪声导致的谱峰误判，设置wigner
‑
hough变换谱阈值wh
阈值
，当wigner
‑
hough谱峰≥wh
阈值
时，则存在信道信息，反之则不存在信道信息。谱峰的位置提供了信道的参数估计，图4中三个谱峰分别位于极半径
‑
角度平面位置为(ρ1,θ1)＝(2.8,92),(ρ2,θ2)＝(1.1,91)和(ρ3,θ3)＝(2.8,0.05)。
[0080]
wigner
‑
hough谱分布的三个坐标分别表示：极半径ρ、角度θ和wh谱，则根据信道的wigner
‑
hough谱峰对终端进行分簇。
[0081]
本发明终端簇中终端的选择方法，以终端p＝1,2,3,
…
,9为例，终端簇划分具体如下所示：
[0082]
(s111)假设终端p对应的wigner
‑
hough的谱峰为whp，谱峰在极半径
‑
角度平面位置为(ρ
p
,θ
p
)，当whp>wh
阈值
且p＝1,2,3时，则q1、q2和q3划为第i类终端簇，记为这里经验值δρ＝0.1，δθ＝0.2；
[0083]
(s112)当whp>wh
阈值
且p＝4,5时，则q4和q5划为第ii类终端簇，记为
[0084]
(s113)当whp>wh
阈值
且p＝6,7,8,9时，则q6、q7、q8和q9划为第iii类终端簇，记为
[0085]
其中，wh
阈值
取wigner
‑
hough变换的最小峰谱值的5％，即
[0086]
图5为时频坐标与参数(极半径
‑
角度)坐标之间的关系，为：其中t0为时频图像的中心时间，δt为时间分辨单位；f0为时频图像的中心频率，δf为频率分辨单位。
[0087]
(s120)根据终端簇估计预编码
[0088]
针对终端簇，利用gmd分解进行模拟预编码和数字预编码的混合预编码设计。通过信道矩阵的gmd分解获得的上三角矩阵λ和酉矩阵γ构造模拟预编码，用于抑制终端簇之间的干扰；通过迫零处理设计的数字预编码，用于降低终端簇内干扰。包含：
[0089]
(s121)估计模拟预编码：
[0090]
针对第q簇终端，假设为节点t
α
到第q簇中所有终端之间的聚合信道，h
α,q1
为节点t
α
到第q簇第1个终端的信道，h
α,q2
为节点t
α
到第q簇第2个终端的信道，
…
，h
α,qkq
为节点t
α
到第q簇第k
q
个终端的信道；h
α,r1
为节点t
α
到第r簇(r≠q)第1个终端的信道，h
α,r2
为节点t
α
到第r簇第2个终端的信道，
…
，h
α,rkr
为节点t
α
到第r簇第k
r
个终端的信道；
[0091]
对聚合信道进行几何平均分解，即其中u，γ为酉矩阵，上角标*表示求共轭转置，即满足u
*
u＝γ
*
γ＝i
η
×
η
。i为η行η列单位阵，η是聚合信道的秩，即λ
η
×
η
为具有相等对角元素的实上三角矩阵，且其对角元素为λ1≥λ2≥
…
≥λ
η
≥0是相关矩阵的非零特征值。所有对角元素值都等于特征值的几何均值，从而分解能够获得具有相等增益的子信道。
[0092]
则根据上三角矩阵λ和酉矩阵γ构造模拟预编码：c
q,rf
＝γλ
*
(λλ
*
)
‑1，上角标*表示求共轭转置，。
[0093]
(s122)估计数字预编码
[0094]
设聚合信道与第q簇终端模拟预编码构成的等效信道为：采用规则化迫零构造内层预编码，则：
[0095][0096]
式(8)中，i为单位阵；p
α
为节点t
α
的发射功率；上角标*表示求共轭转置；k为节点t
α
覆盖区域中的终端总数；δ
q
为功率归一化因子，且
[0097]
[0098]
其中，v
q
为中间变量，上角标
‑
1表示求逆。
[0099]
(s123)根据模拟预编码和数字预编码得到混合预编码，为：
[0100]
c
q
＝c
q,rf
·
c
q,bb
ꢀꢀ
(9)
[0101]
同理，得到对应于终端簇和的预编码分别为：c2和c3。
[0102]
(s130)基于终端分簇的混合预编码发射
[0103]
如图6所示，为基于终端分簇的混合预编码发射的示意图，对于终端簇分别采用混合预编码方式发送信息，即采用对应的预编码c1、c2和c3，具体为节点t1的原始信号s通过混合预编码进行加权，并映射到相应的天线端口，即发射信号为：c1·
s，c2·
s，
……
，c3·
s，图中为避免图形混淆仅给出了终端簇的发射图例。
[0104]
(s300)终端进行三维空间位置估计
[0105]
如图7所示，为加权的dv
‑
hop测距方法示意图，设终端q1的坐标为(x,y,z)，四个节点t1、t2、t3和t4的坐标已知分别为(x1,y1,z1)、(x2,y2,z2)、(x3,y3,z3)和(x4,y4,z4)，且终端周围有伪节点t
w1
,t
w2
,
…
,t
w10
(如其它待定位终端)，伪节点能够进行信息传输但位置坐标未知。则终端进行三维空间位置估计的方法，包含：
[0106]
(s310)验证四个节点t
α
(α＝1,2,3,4)的坐标不在同一平面上
[0107]
四个坐标确定唯一的三棱锥，进而确定出唯一的移动终端位置坐标；实际上，四个节点t1、t2、t3和t4是预先布置的且不在同一个平面上。
[0108]
(s320)利用加权的dv
‑
hop方法估计终端q1到各节点的距离，具体包含：
[0109]
(s321)获得终端与所有节点间的最小跳数
[0110]
利用信号强度因子对相邻节广义点间(包括节点、伪节点)的跳数进行加权修正，即将与广义节点直接通信的相邻广义节点的信号强度因子作为基准，将第一跳记为1，并在广义节点传输的信息包中加入基准信号强度因子。其余广义节点接收到该带有基准信号强度因子的信息包后用自身广义节点的信号强度因子与基准信号强度因子作比值处理，并将上一跳的跳数与加权跳数的和作为本广义节点的跳数，设终端q1到四个节点t1、t2、t3和t4的最小跳数分别为hop
1q
、hop
2q
、hop
3q
和hop
4q
，则hop
1q
、hop
2q
、hop
3q
和hop
4q
具体如下：
[0111][0112][0113]
[0114][0115][0116]
其中，(j为广义节点号)是广义节点t
j+
的信号强度因子，取为该广义节点t
j+
与上一跳广义节点t
j
间的信道矩阵的谱范数的平方：j为广义节点号，j+为表示节点t
j
的相邻上一跳节点的节点号，广义节点包括节点和伪节点，伪节点为除终端q1外的其它待定位终端；int
α
为终端q1到节点t
α
的最小整数跳数。
[0117]
例如，伪节点t
w1
与相邻的上一跳节点t1间的信道矩阵则伪节点t
w1
的信号强度因子为：
[0118]
(s322)估计终端的加权平均跳距
[0119]
已知各节点的坐标信息，则节点t3与节点t1、t2和t4间的距离分别为：d
13
、d
23
和d
43
，终端q1仅记录距离其最近节点的平均跳距，此时节点t3距离终端q1为最近的节点，因此将节点t3的平均跳距作为q1的平均跳距，采用均方根误差法求得平均跳距：
[0120][0121]
其中，hop
α3
为节点t
α
(α≠3)到节点t3的最小跳数。
[0122]
加权系数，为：
[0123][0124]
其中，为信号强度因子，为节点t
α
与终端q1间的信道矩阵。跳数
‑
信号强度因子加权系数可以让距离与跳数匹配度较差的节点在参与计算跳距时所分配的权重值更小。
[0125]
则q1的加权平均跳距：
[0126][0127]
(s323)计算终端与节点间的距离
[0128]
则终端q1到四个节点t1、t2、t3和t4的距离分别为：
[0129]
l1＝hop
1q
·
hopsizeavg
q
[0130]
l2＝hop
2q
·
hopsizeavg
q
[0131]
l3＝hop
3q
·
hopsizeavg
q
[0132]
l4＝hop
4q
·
hopsizeavg
q
[0133]
(s330)建立三维空间球面方程组并求解
[0134]
三维空间以节点t1、t2、t3和t4的坐标(x1,y1,z1)、(x2,y2,z2)、(x3,y3,z3)和(x4,y4,z4)为球心，分别以l1、l2、l3和l4为半径的球面方程：
[0135][0136][0137][0138][0139]
根据极大似然估计法求解上述(10)
‑
(13)方程组，得到终端q1的三维坐标的估计值为：
[0140][0141]
其中，上角标’表示求转置，上角标
‑
1表示求逆，
[0142][0143]
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。