一种基于改进时域插值的信道估计方法

1.本技术涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于改进时域插值的信道估计方法。


背景技术：

2.正交频分复用技术(ofdm)是一种并行的多载波调制技术，具有较好的抗多径干扰能力与频谱利用效率，具有广泛的应用。信道估计是ofdm的关键技术之一，在ofdm系统中，接收的信号会因为信道特性的影响而失真，为了恢复发送的信息，在接收机需对信道的影响进行估计。
3.基于导频的信道估计的方法有最小二乘法(ls)、最小均方误差法(mmse)等。ls信道估计虽然误差较大，但计算复杂度低、不需要信道的先验知识，应用广泛；mmse信道估计虽然在一定程度上提高了算法精度，但带来了极大的计算开销。在频域将导频插入的ls信道估计方法先得到导频处的信道估计值，再通过插值来获取所有子载波的信道估计值，插值方法大致可以分为频域插值方法、时域插值方法、变换域插值方法等。时域插值方法具有较好的精度，且可通过快速傅里叶变换(fft)算法实现，具有较低的复杂度。
4.时域插值的使用条件是导频是等间隔插入的、且子载波数为导频间隔的整数倍。而对于在频域插入的导频而言，其导频间隔由信道冲击响应(cir)的最大时延决定，对于具有大时延扩展的信道，信道估计所使用的导频会消耗大量子载波资源。合理的导频间隔应在保证信道估计性能的同时，让导频消耗的子载波数量最小化。而时域插值为了满足子载波数为导频间隔的整数倍的条件，可能需选择更小的导频间隔，从而增加了导频数的开销。


技术实现要素：

5.本技术提供了一种基于改进时域插值的信道估计方法，其技术目的是在ofdm信道估计中时域插值能够灵活选择导频间隔。
6.本技术的上述技术目的是通过以下技术方案得以实现的：
7.一种基于改进时域插值的信道估计方法，包括：
8.步骤1，确定子载波个数n、导频个数n
p
和导频间隔m，将导频等间隔插入，且第一个导频插入到第一个子载波的位置处；
9.步骤2，通过最小二乘法对所有导频处的信道进行估计，得到导频处的信道估计值则的长度为n
p
；其中，i表示导频的编号；
10.步骤3，对子载波进行线性插值，得到所有子载波的线性插值结果则的长度为n；其中，k表示子载波的编号；
11.步骤4，对进行n点的快速傅里叶逆变换，得到线性插值下的第一信道冲击响应估计结果则的长度为n；其中，n表示时域上的采样顺序；
12.步骤5，对中的前n
p
个进行修正得到第二信道冲击响应估计结果则的长度为n
p
；
13.步骤6，在的尾部补(n-n
p
)个零，得到则的长度为n；
14.步骤7，对进行n点快速傅里叶变换，得到所有子载波的信道估计值
15.进一步地，所述步骤2中，导频处的信道估计值是导频处经过信道后接收到的信号与对应子载波的发射机发送的导频符号相除得到的结果。
16.进一步地，所述步骤3中，对子载波进行线性插值包括：第一个导频位置和最后一个导频位置之间的子载波的插值结果通过对导频处的信道估计值进行线性插值获得，最后一个导频位置外的子载波的插值结果通过最后2个导频处的信道估计值获得；
17.最后2个导频处的信道估计值为和则：
[0018][0019]
通过与进行线性插值获得最后一个导频位置外的子载波的插值结果；
[0020]
则所有子载波的线性插值结果表示为：
[0021][0022]
得到的的长度为mn
p
，仅保留mn
p
中的前n个结果作为
[0023]
进一步地，所述步骤5中，对中的前n
p
个进行修正包括：
[0024][0025][0026]
其中，《3/4
·np
》表示大于或等于3/4
·np
的最小整数。
[0027]
进一步地，所述步骤6中，在的尾部补(n-n
p
)个零，包括：
[0028][0029]
本技术的有益效果在于：本技术利用对子载波信道估计结果进行线性插值，在线性插值结果的基础上，实现近似的时域插值，具有较高的插值精度，提供与时域插值相似的插值精度；相对于传统的时域插值方法，能根据信道特性灵活选择导频间隔，从而减少导频数目与信道估计对子载波的消耗，具有较高的使用灵活性；具有较低的复杂度，易于实现。
附图说明
[0030]
图1为本技术所述方法的流程图；
[0031]
图2为本技术在不同信噪比(snr)下的误码率(ber)仿真图。
具体实施方式
[0032]
下面将结合附图对本技术技术方案进行详细说明。
[0033]
本技术提供一种基于改进时域插值的信道估计方法，针对ofdm信道估计中时域插值无法灵活选择导频间隔的问题，本技术利用对子载波信道估计结果进行线性插值，在线性插值结果的基础上，实现近似的时域插值，其能实现导频间隔的灵活选取。
[0034]
实施例1：
[0035]
一种基于改进时域插值的信道估计方法，其实现流程图如图1所示，其计算步骤如下：
[0036]
本技术所要估计的信道，其信道冲击响应为：
[0037]
h[n]＝δ[n]+0.3162δ[n-2]+0.1995δ[n-17]+0.1296δ[n-36]+0.1δ[n-75]+0.1δ[n-137]
[0038]
其单位时延为信道冲击响应的采样间隔。
[0039]
步骤1，子载波数为1024，导频间隔为5，导频等间隔插入，将第一个导频放在第一个子载波位置，导频个数为205。
[0040]
步骤2，通过最小二乘法对所有导频处的信道进行估计，得到导频处的信道估计值的长度为205，i为导频的编号。
[0041]
步骤3，对子载波编号在最后一个导频后的子载波进行线性插值，得到所有子载波的线性插值结果的长度为1024，k是子载波的编号。
[0042]
具体地，线性插值的具体推导形式如下：
[0043]
为了对子载波编号在最后一个导频后的子载波进行线性内插，设为：
[0044][0045]
获得所有子载波的插值结果：
[0046][0047]
得到的的长度为1025，只保留前1024个结果。
[0048]
步骤4，对进行1024点ifft，得到线性插值下的cir(信道冲击响应)估计结果n为时域上的采样顺序。
[0049]
步骤5，对中的前n
p
个进行修正得到更准确的(cir)估计结果的长度为205。
[0050]
具体地，对处理的具体推导形式如下：
[0051]
[0052][0053]
步骤6，在的尾部补819个零，得到则的长度为1024；
[0054]
具体地，补零的具体推导形式如下：
[0055][0056]
步骤7，对进行1024点fft，得到所有子载波的信道估计值
[0057]
其他参数不变，在导频间隔m为4和6的情况下，对应的导频数为256和171，重复步骤2～7，得到相应的
[0058]
图2展示了相同参数配置下线性插值(导频间隔为4)、时域插值(导频间隔为4)、本技术(导频间隔为4、5、6)的ber性能结果。从图2中可看出，本技术优于线性插值，在导频间隔为4时与时域插值性能相当，导频间隔为5和6时性能略有下降，但仍有较好的精度。
[0059]
在导频间隔为5时，本技术相比时域插值减少了51个导频的使用；导频间隔为6时，本技术相比时域插值减少了85个导频的使用。本技术可以根据精度要求与资源消耗灵活选取导频间隔。
[0060]
以上所述仅为本技术的较佳实施例而已，并不用以限制本技术，凡在本技术的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本技术的保护范围之内。