智能反射面辅助传输的变电站混合中继通信性能分析方法与流程

1.本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种智能反射面辅助传输的变电站混合中继通信性能分析方法。


背景技术：

2.变电站数字化是电力系统建设的重要内容，需要利用通信技术实现信息的远距离可靠传输。在变电站等室内环境中，继电保护室、gis室、高压室等具有设备多、布局复杂等特点，导致无线通信射频信号易受障碍物等影响，穿透损耗较大，公网覆盖有难度。电力线通信(powerline communication,plc)技术可利用现有电力线路在传输能量的同时完成信息收发，是物联网设备互联互通的“最后一公里”关键通信技术。因此，针对变电站室内外联合覆盖等场景，综合利用电力线接入、多媒质混合中继和智能反射面(intelligent reflecting surface,irs)辅助通信等技术，对提升通信系统的性能具有重要的实用价值。
3.联合plc与ris辅助通信的混合组网研究尚处于初级阶段。已有研究针对智能电网室内场景中的单irs辅助的混合plc/射频(radio frequency,rf)通信系统，推导了平均误码率和中断概率的闭合表达式。然而在室内局域环境中，为了兼顾室内无线覆盖和远距离通信的需要，往往需要研究多irs的应用问题，例如，在室内中心位置的irs可以实现覆盖范围的增强，而在靠近门窗位置的irs可以克服无线信号穿透损耗的影响。现有irs辅助的无线性能研究，大多依赖于独立同分布(independent identically distribution,i.i.d.)衰落信道模型或确定性衰落信道。对于相同irs上的不同反射单元辅助信道可以合理地假设为i.i.d，因为这些元件通常具有亚波长尺寸，并且彼此紧密地安装在同一面板上。但是如果多个irs安装的距离较远，这些irs上的反射单元对应的信道就不能假设为相同参数的分布。因此，上述单irs系统和集中式多irs的分析方法并不能简单适用于分布式多irs辅助的系统。此外，已有irs研究往往假设系统采用理想信道状态方法。针对plc接入和irs辅助通信的混合中继系统，有必要研究基于非i.i.d和非理想信道估计等的系统建模和性能分析计算方法。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于提供一种智能反射面辅助传输的变电站混合中继通信性能分析方法，以解决上述背景技术中存在的至少一项技术问题。
5.为了实现上述目的，本发明采取了如下技术方案：
6.本发明提供一种智能反射面辅助传输的变电站混合中继通信性能分析方法，变电站内的电力设备或传感器与数据集中器进行电力线通信，为第一时隙；数据集中器再通过接入点与移动终端进行无线通信，为第二时隙；其中，第二时隙中，数据集中器执行解码转发协议，将译码之后的信号通过无线接入点发送给移动终端或智能反射面，智能反射面对接收到的信号进行相位调整后发送给移动终端；所述方法包括：
7.结合第二时隙智能反射面irs辅助的无线通信的信道系数hw，采用矩量法框架，统
计表征端到端信道整体的信道系数；根据无线链路信噪比和logn分布的性质得到终端接收到的信噪比；根据终端接收到的信噪比计算得到第二时隙irs辅助的无线通信链路中断概率。
8.可选的，统计表征端到端信道整体的信道系数，包括：首先，将hw近似为均值μw和方差的logn分布；然后匹配hw的一阶矩和二阶矩，通过计算hw的k阶矩，进而得到μw和σw的精确值。
9.可选的，考虑电力线传输采用双项伯努利-高斯噪声模型，其传输误码率为：
[0010][0011]
其中，和分别表示无脉冲噪声和存在脉冲噪声时的误码率，p为脉冲噪声出现的概率；
[0012]
第二时隙irs辅助的无线链路的误码率用表示，则系统的误码率pb为：
[0013][0014]
在logn分布条件下，可以计算得到信道误码率，对信道误码率的计算公式进行积分变换；分别对第一时隙和第二时隙对数正态分布模型，获得系统整体误码率。
[0015]
可选的，非理想的信道估计会影响irs辅助的无线信道性能，通过计算缓慢变化的到达角和离开角来估计接入点到irs的无线链路的中断概率和误码率，即假设有理想的信道状态信息，h
nl
服从nakagami分布；表示接入点到第n个irs的第l个反射元件的复信道系数，h
nl
表示的幅值。
[0016]
可选的，用方程模拟非理想状态信息的影响，第n个irs的第l个反射元件到移动终端的复信道系数为：
[0017][0018]
其中，是移动终端处已知的复数形式的信道估计，ζ
nl
∈[0,2π]是的相位，g
nl
表示的幅值，假设服从nakagami分布；ρ是非理想信道估计影响因子，δg
nl
是均值为零且方差为的复高斯随机变量，d
rd
是irs与节点d之间的距离，τ是路径损耗因子。
[0019]
可选的，在非理想信道状态信息(imperfect channel state information,icsi)情况下，对移动终端处的接收信干噪比使用复信道系数的极坐标进行表示，假设接入点与终端之间存在n个irs，第n个irs配备有ln个无源反射元件，同时假设irs使用连续移相器，假设第i个信道系数hi均满足hi～nakagami(mi,ωi)分布(i∈{0,...,ln})，mi为分布的形状参数，ωi为分布的扩展参数，计算h0的k阶矩，h0表示接入点到移动终端的直接链路的复信道系数的幅值。
[0020]
可选的，移动终端处的接收信干噪比使用复信道系数的极坐标表示为：
[0021][0022]
其中pr为接入点的发射功率，为接入点的发射功率，表示接入点到终端直接链路的复信道系数，表示接入点到第n个irs的第l个反射元件的复信道系数；h0和h
nl
分别表示复信道系数的幅值，都服从nakagami分布，φ0和φ
nl
分别表示和的相位；a
nl
∈(0,1]和θ
nl
分别代表第n个irs的第l个反射元件的幅度反射系数和相移；nw为节点d处均值为0、方差为nw的加性高斯白噪声，即nw～n(0,nw)。
[0023]
可选的，令a
nl
＝a
nlhnl
，假设每条信道系数均满足hi～nakagami(mi,ωi)分布(i∈{0,...,ln})，且为h0的k阶矩，根据a
nl
的k阶矩的表达式推导a
nl
的概率密度函数(probability density function,pdf)的表达式；由于a
nl
为常数，h
nl
服从nakagami分布，基于a
nl
的k阶矩，可以将a
nl
拟合为gamma分布，即(其中gamma(α，β)表示gamma分布的一般形式，α为分布的形状参数，β为分布的尺度参数)；则bn的近似分布可以表示为利用多项式展开可以得到bn的k阶矩以类似的方式，可以得到c的k阶矩μc(k)。
[0024]
可选的，根据logn分布的性质，可知和都满足对数正态分布，其中μj和为j近似分布的均值与方差，μh和为h近似分布的均值与方差；根据fenton wilkinson算法可以得到也满足对数正态分布，即利用icsi条件下的信噪比分布的均值μ
icsi
和标准差σ
icsi
，求得在非理想信道估计情况下第二时隙无线信道的中断概率和误码率。
[0025]
本发明有益效果：对应用于室内变电站的电力线接入和irs辅助的多中继混合通信系统进行了数学建模、理论性能推导与分析，对比分析了irs数量及位置、脉冲噪声环境以及不准确的csi等因素对系统可靠性能的影响，为多irs辅助的混合通信系统在室内物联网的应用提供了必要的理论支持。
[0026]
本发明附加方面的优点，将在下述的描述部分中更加明显的给出，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
[0027]
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0028]
图1为本发明实施例所述的变电站内结合电力线通信和无线接入点以及可重构智能反射面混合通信的系统模型示意图。
[0029]
图2为本发明实施例所述的irs信道系数j真实分布与近似分布的图形演示示意图。
[0030]
图3为本发明实施例所述的irs数量n对系统误码率的影响示意图。
[0031]
图4为本发明实施例所述的irs数量n对系统中断概率的影响示意图。
[0032]
图5为本发明实施例所述的irs反射元件数量l对系统中断概率的影响示意图。
[0033]
图6为本发明实施例所述的irs的位置与中断概率的关系示意图。
[0034]
图7为本发明实施例所述的不同功率噪声比值k时的系统可靠性能对比示意图。
[0035]
图8为本发明实施例所述的不同脉冲噪声概率p时系统可靠性能对比示意图。
[0036]
图9为本发明实施例所述的非理想信道估计影响因子ρ对中断概率的影响示意图。
[0037]
图10为本发明实施例所述的非理想信道估计时反射元件数量l与中断概率的关系示意图。
具体实施方式
[0038]
下面详细叙述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
[0039]
本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。
[0040]
还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。
[0041]
本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件和/或它们的组。
[0042]
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
[0043]
为便于理解本发明，下面结合附图以具体实施例对本发明作进一步解释说明，且
具体实施例并不构成对本发明实施例的限定。
[0044]
本领域技术人员应该理解，附图只是实施例的示意图，附图中的部件并不一定是实施本发明所必须的。
[0045]
实施例
[0046]
本实施例中plc(电力线通信)和无线混合通信的模型如图1所示。变电站内的电力设备或传感器与数据集中器(date concentrator,dc)进行plc；dc再通过接入点(access point,ap)与移动终端d进行无线通信。
[0047]
本实施例中，以下行通信为例，可采用2时隙传输模式：第一个时隙设备或传感器将信号通过电力线传输给dc；第二时隙dc执行df协议，并将译码之后的信号通过无线ap节点发送给无线终端d或irs模块，再由irs对接收到的信号进行相位调整，将信号转发给移动终端d。
[0048]
本实施例中，plc链路信号处理如下：
[0049]
电力设备或传感器在ap的支持下，通过电力电缆将第一时隙的信息发送到rf链路。ap接收到的信号y
pl
为：
[0050][0051]
其中，ps为电力设备或传感器的发射功率，h
pl
＝h
pl
/(d
pl
)
η
，h
pl
为电力线衰落系数，满足logn分布，即d
pl
表示电力设备/传感器与ap之间的通信距离，η为无线信道的距离衰减因子，取值范围为1.6-6，σ
pl
取值范围2-3.5db。
[0052]
电力线信道加性噪声n
pl
，采用双项伯努利-高斯噪声模型。电力线信道的加性噪声由背景噪声和脉冲噪声两部分组成，其概率密度函数pdf具有以下形式：
[0053]
(1-p)
·
n(0,ng)+p
·
n(0,ng+ni)(2)
[0054]
其中，n(,)表示正态分布，p为脉冲噪声出现的概率，ng和ni分别表示背景噪声和脉冲噪声的功率，则平均总噪声功率为n
pl
＝ng+pni。为了简化噪声模型，令k＝ni/ng表示脉冲噪声功率和背景噪声功率之比，当k＝0时，表示没有脉冲噪声影响，电力线支路的信噪比(signal to noise ratio,snr)可以表示为：
[0055][0056]
根据logn分布的性质，当ps/[ng(1+k)]为常数时，γ
pl
仍满足logn，因此电力线支路的信噪比满足以下混合对数正态分布：
[0057][0058]
本实施例中，无线链路信号处理如下：
[0059]
在第二时隙传输中，接入点ap将信号直接发送到移动终端d或发送给智能反射面irs，再由irs将接收到的信号重新整形并反射到d。假设ap与d之间存在n个irs，第n个irs配备有ln个无源反射元件，且不同的irs包含的反射元件数可能并不相同。
[0060]
令xr设为ap发送的信号，且满足pr为ap的发射功率；路径损耗模型考虑为：
[0061][0062]
其中d
xy
表示x、y两点之间的距离，x、y可表示电力设备、ap、irs或d等节点；d0＝1m表示参考距离，fc为载波频率，α为路径损耗指数。
[0063]
假设相同irs辅助的无线信道是独立同分布的，不同irs上的反射单元信道满足不同参数的分布。令表示ap到d直接链路的复信道系数；表示ap到第n个irs的第l个反射元件的复信道系数；表示第n个irs的第l个反射元件到d的复信道系数。其中h0、h
nl
和g
nl
分别表示复信道系数的幅值，都服从nakagami分布。{φ0,φ
nl
,ψ
nl
}∈[0,2π]分别是和的相位。a
nl
∈(0,1]和θ
nl
分别代表第n个irs的第l个反射元件的幅度反射系数和相移。
[0064]
则d接收信号yw为：
[0065][0066]
其中，nw为d处均值为0、方差为nw的加性高斯白噪声，即nw～n(0,nw)。
[0067]
d处的接收信噪比可以使用复信道系数的极坐标表示为：
[0068][0069]
其中，δ
nl
＝θ
nl-φ
nl-ψ
nl
+φ0是第n个irs的第l个反射元件的相位误差。为实现最大的snr，假设存在连续的相移分辨率和理想的信道状态信息(channel state information,csi)，即第n个irs能够生成精确的相移，使得相位误差可以为零，即且使得φ0满足连续的相移分辨率也可以满足使得在d处可以获得具有最大幅度的合成接收信号。因此，在d处接收到的snr可以重新表示为：
[0070][0071]
本实施例中，对含有多个irs的中继系统通信性能进行分析，包括两种，一种是理想信道估计的性能分析，另一种是非理想信道估计的性能分析。
[0072]
在理想信道估计的性能分析中，系统中断概率计算分析如下：
[0073]
根据系统模型，irs辅助的电力线无线双媒质通信传输分为两个时隙，采用df中继协议，则系统的中断概率p
out
可以表示为：
[0074]
p
out
＝p
out1
+p
out2-2p
out1
p
out2
ꢀꢀ
(9)
[0075]
p
out1
和p
out2
分别为第一时隙电力线和第二时隙irs辅助的无线链路的中断概率。
[0076]
在plc链路中，根据中断概率定义，已知等效信噪比及其分布的条件下，可以得到链路中断概率为：
[0077]
p
outi
＝pr(γ≤γ
th
)＝f
γ
(γ
th
)
ꢀꢀ
(10)
[0078]
式中，i∈{1,2}；代表snr的累积分布函数(cumulative distribution function,cdf)，q(
·
)表示标准正态分布的尾部分布函数；γ
th
为发生信号中断的snr阈值；最低速率门限r
th
＝log2(γ
th
+1)。
[0079]
对于第一时隙电力线信号而言，根据式(4)与式(10)可以得到中断概率的表达式：
[0080][0081]
其中μ
l1
＝ln(ps/ng)+2μ
pl
，μ
l2
＝ln(ps/(ng(1+k)))+2μ
pl
，分别为无脉冲噪声和存在脉冲噪声时snr的均值方差。
[0082]
在irs辅助的无线链路中，令第二时隙irs辅助的无线通信的信道系数采用矩量法框架，可以统计表征这些端到端信道整体的信道系数。首先将hw近似为以μw和的均值和方差的logn分布。之后匹配hw的一阶和二阶矩，即e[hw]＝e[z]和其中z为logn分布变量。可以得到μw和σw的表达式为：
[0083][0084][0085]
令u
nl
＝a
nlgnlhnl
，和μ
t
(k)＝e[tk]分别表示h0、u
nl
和t的k阶矩。表示hw的k阶矩，其表达式为：
[0086][0087]
通过计算进而得到μw和σw的精确值。根据无线链路snr公式和logn的性质可以得到：
[0088][0089]
令令根据式(10)可以得到第二时隙irs辅助的无线通信链路中断概率：
[0090][0091]
在理想信道估计的性能分析中，系统误码率计算分析如下：
[0092]
考虑电力线传输采用双项伯努利-高斯噪声模型，因此根据式(4)传输误码率可以表示为：
[0093][0094]
为第一时隙电力线链路的误码率，和分别表示无脉冲噪声和存在脉冲噪声时的误码率，p为脉冲噪声出现的概率；根据系统模型，第二时隙irs辅助的无线链路的误码率用表示，则系统的误码率可以表示为：
[0095][0096]
logn分布条件下，可以得到信道误码率的计算公式：
[0097][0098]
其中，a和b为调制参数，bpsk调制中a＝1和b＝2。
[0099]
令j∈{l1，l2，γw}，对式(19)进行积分变换：
[0100][0101][0102]
分别对第一时隙和第二时隙对数正态分布模型，进行进一步推导可获得误码率：
[0103][0104]
其中，wm、vm和um具有如下的形式：
[0105][0106][0107][0108]
式中r
1,m
、r
2,m
和r
3,m
是利用曲线拟合将exp(exp(-μ
j-tσj+ln(1/2)))近似为m个高斯函数的总和所需的实常数，μj和σj分别表示j取l1、l2、γw时的均值和方差。
[0109]
根据上述推导，可以得到无脉冲噪声、存在脉冲噪声和无线链路的误码率，再利用式(17)和式(18)可以得到系统误码率。
[0110]
本实施例中，非理想信道估计的性能分析如下：
[0111]
非理想的信道估计会影响irs辅助的无线信道性能。在实际应用中，ap和irs的位置通常是固定的。因此，可以通过计算缓慢变化的到达角和离开角来准确估计ap-irs链路，即假设有理想的csi，h
nl
服从nakagami分布。用方程模拟非理想状态信息(imperfect channel state information,icsi)的影响，第n个irs的第l个反射元件到移动终端的复信道系数为：
[0112][0113]
其中，是移动终端处已知的复数形式的信道估计，ζ
nl
∈[0,2π]是的相位，g
nl
表示的幅值，假设服从nakagami分布；ρ是非理想信道估计影响因子，δg
nl
是均值为零且方差为的复高斯随机变量，d
rd
是irs与节点d之间的距离，τ是路径损耗因子。
[0114]
根据式(6)，在icsi情况下d接收到的信号可以被重新表示为：
[0115][0116]
d处的接收信干噪比(signal to interference plus noise ratio,sinr)使用复信道系数的极坐标表示为：
[0117][0118]
其中，同时假设irs使用连续移相器，即类似于信道系数hw，h的分布也可以近似为均值μh、方差为的对数正态分布。为了分析非理想信道估计对系统性能的影响，还需研究j的统计特性。
[0119]
令a
nl
＝a
nlhnl
，假设每条信道系数均满足hi～nakagami(mi,ωi)分布(i∈{0,...,ln})，且为h0的k阶矩，可以表示为：
[0120][0121]
根据a
nl
的k阶矩的表达式的定义：
[0122]
首先需要推导a
nl
的pdf表达式由于a
nl
为常数，h
nl
服从nakagami分布，因此
[0123][0124]
利用可以表示为：
[0125][0126]
基于a
nl
的k阶矩，可以将a
nl
拟合为gamma分布，即(其中gamma(α，β)表示gamma分布的一般形式，α为分布的形状参数，β为分布的尺度参数)；则bn的近似分布可以表示为利用多项式展开可以得到bn的k阶矩以类似的方式，可以得到c的k阶矩μc(k)。
[0127]
由于h0和c是独立的，因此j的第k个矩μj(k)可以利用应用二项式定理，通过其被加数的矩，即h0和c获得。通过上述推导和式(12)、式(13)可求得j近似分布的均值μj与方差即
[0128]
如图2所示是irs信道系数j实际分布与经过矩量法近似得到的logn分布的pdf和cdf，观察图中曲线可以发现真实分布与近似后的分布相差不大，证明了近似结果的准确性，为系统中断概率和误码率表达式的推理提供了便利。
[0129]
观察式(27)的构成情况，其中和nw/prρ2为常数，|h|2和|j|2为随机变量，它们与logn分布变量h和j相关。根据logn分布的性质，可知和都满足对数正态分布。根据fenton wilkinson(fw)算法可以得到也满足对数正态分布，即利用icsi条件下的信噪比分布的均值μ
icsi
和标准差σ
icsi
，便可利用式(16)和式(20)求得在icsi情况下，第二时隙无线信道的中断概率和误码率性能。
[0130]
本实施例中，为了验证理论公式的准确性，采用matlab进行了蒙特卡洛仿真实验，并与数值计算的理论性能进行对比分析。除非另有说明，否则仿真参数设置采用表1中的默认数值。电力线链路功率归一化，ps＝1，γ1表示电力线链路输入信噪比；将通信距离进行归一化，并且令d
pl
＝1，距离衰减因子为η＝2.5；为保证信道衰落不改变信号的平均功率，令信
道衰落包络能量归一化，即则nw＝ps/γ1，ni＝k
×
ng，ng＝nw/(1+p
·
k)；无线链路d处的等效噪声功率为pr表示ap处信号发射功率；无线链路上的信道系数幅值分布的形状参数满足均匀分布，即mn～u[2,3],n∈{0,1,
…
,n}；根据路径损耗模型可以得到nakagami分布的扩展参数：
[0131][0132]
其中g
x
和gy分别表示x和y两点天线增益，x和y表示电力设备、ap、irs或d等节点；同一irs辅助的信道系数幅值分布的形状参数mn和扩展参数ω
xy
相同，不同irs辅助的信道系数幅值分布的形状参数不同，计算得到的扩展参数也不相同。
[0133]
表1
[0134][0135]
已知系统存在n个irs，每一个irs上均含有25个反射单元。假设ap、irs和d处于二维笛卡尔坐标系中，固定ap的坐标(0,0)，接收端的坐标为d(100,0)。irs的位置和高度随机设置，且满足均匀分布。根据设备和终端的位置和高度即可获得信道模型和路径损耗所需要的距离参数。令γ1＝35db、k＝40、p＝0.1，图3与图4给出了不同irs数量时，系统误码率和中断概率随pr增加的变化情况。从图中可以看出，仿真与理论曲线基本吻合，且随着输入功率增加，系统的中断概率和误码率性能越好；同时，irs数量越多，达到同样的中断概率/误码率需要的输入功率越小。此外，将γ1设为35db，可以观察到，系统中断概率/误码率性能在达到一定值后不会再随pr增加而增加。这是由于系统总的中断概率/误码率受到第一时隙电力线链路的制约，导致系统性能存在一定的上限。可以通过提高γ1来改善plc的中断概率和误码率性能，提高系统性能上限。
[0136]
图5给出了γ1＝45db、k＝40、p＝0.1、n＝1时，不同irs反射元件数量辅助的系统中断概率随pr的变化情况；给出了没有irs辅助、仅通过ap与d的直接链路(l＝0)进行通信时的系统中断概率随pr的变化情况，并改善电力线信道传输质量，提高了系统性能上限；图中可以明显观察到，irs的引入可以明显改善系统中断概率性能，并且随着反射元件数量的增加，系统性能越好。
[0137]
另，本实施例中对比了irs在不同位置时对第二时隙无线通信性能的影响；其中，d表示ap与irs之间的横向距离，irs高度固定为5m，γ1＝45db。根据图6可以观察到，d＝100时的系统性能最好，d＝40与d＝70时的性能曲线相近，这说明在相同输入功率情况下，irs越靠近ap或d，中断概率性能越好；越靠近ap与d中间位置(d＝50)，性能差异越小，因此。在实际应用场景中，应结合系统性能要求和实际情况对irs的位置进行规划部署。
[0138]
令pr＝20dbm、n＝3、ln＝25,其他采用默认设置，图7给出了系统中断概率和误码率
的理论和仿真性能与功率噪声比值k的关系示意图，此时系统性能主要由第一时隙电力线信道情况决定。由图可知，脉冲噪声概p值一定时，不同k值条件下的系统理论性能和仿真结果相一致，验证了理论分析的准确性；在低信噪比处，不同k值对应的系统性能相差不大，这是因为在低信噪比时信道质量较差，系统性能主要取决于信道的平均信噪比，k对中断概率和误码率性能的影响极小；而在高信噪比处，随着k值的增加，系统的性能明显变差，这是因为此时相比于背景噪声，电力线支路的脉冲噪声是影响系统性能的主要因素。
[0139]
令pr＝20dbm、n＝3、ln＝25其他采用默认设置，图8给出了系统中断概率和误码率的理论和仿真性能与脉冲噪声概率p的关系示意图，此时系统性能主要由第一时隙电力线信道情况决定。由图可知，k值一定时，不同p值条件下的系统理论性能和仿真结果相一致，验证了理论分析的准确性；在低信噪比处，不同p值对应的误码率曲线基本重合，这是因为在低信噪比时信道质量较差，导致p值的增加对信道性能的影响并不明显；高信噪比时，随着p从0.001增加到0.1，系统的性能降低。这是由于p值增加时，贝努利-高斯噪声模型中的脉冲特性愈加明显，导致系统的误码率性能变差。
[0140]
最后，本实施例中分析了非理想信道估计对第二时隙irs辅助的无线链路中断概率性能的影响。为方便分析，irs的数量n取1、坐标为(95,2)，τ＝4，其他采用默认设置。图9所示为l＝20、非理想信道估计影响因子ρ不同时，第二时隙无线链路中断概率随发射功率pr变化情况，图中理论性能和仿真结果相一致，验证了理论分析的准确性；从图9中可以看出，中断概率随pr的增加而减小；相同pr条件下，减小ρ对系统性能影响较大；ρ越小，即csi越不准确，icsi方案与完美csi(ρ＝1)方案之间的中断概率差距随着pr的增加而增大。
[0141]
图10给出了相关系数ρ固定为0.98、不同l时，icsi情况下无线链路中断概率随发射功率pr变化情况。图10仿真结果表示，在相同的pr情况下，中断概率性能随着l的增加而提高。这是因为l越大，端到端的sinr越大。
[0142]
对比图9与图10可以发现，当l和ρ固定时，增加pr可以降低中断概率。但在pr达到一定值后存在着性能下限，即icsi方案中断概率不会再随着pr的增加而减小。这是因为，由式(27)可知，随着pr的增加，分子中icsi引起的干扰占主要部分；但是，csi与icsi方案之间的差距可以通过增加l或ρ来缩小。
[0143]
对应用于室内变电站的电力线接入和irs辅助的多中继混合通信系统进行了数学建模、理论性能推导与分析，对比分析了irs数量及位置、脉冲噪声环境以及不准确的csi等因素对系统可靠性能的影响，为多irs辅助的混合通信系统在室内物联网的应用提供了必要的理论支持。研究结果表明，提高irs数量可以使得系统可靠性能获得明显提升，但系统性能会受到第一时隙电力线通信的限制，因此分析电力线链路性能，证明了弱脉冲噪声场景下可以实现更好的性能；此外，证明了irs辅助的无线通信链路中不准确的csi会严重影响系统可靠性能，并且会导致高输入功率时存在性能下限，可以通过增加l或改善系统信道估计的精度提高性能上限值。
[0144]
综上所述，本发明实施例所述的智能反射面辅助传输的变电站混合中继通信性能分析方法，针对电力线通信信号接入和irs辅助无线信号中继场景，构建了基于df协议的多中继混合通信系统模型，给出了电力线通信和irs反射链路混合衰落条件下信号处理过程；基于无线nakagami和电力线logn衰落分布，推导了系统中断概率和误码率等关键性能指标；仿真验证了理论公式的准确性，并对比分析了irs数量、位置、脉冲噪声等对系统性能的
影响；考虑irs处非理想信道估计对系统性能的影响，利用信号干扰加噪声比的累积分布函数(cumulative distribution function,cdf)推导了系统的误码率和中断概率等表达式，仿真对比分析了信道估计精度对系统性能的影响。
[0145]
本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、cd-rom、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
[0146]
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
[0147]
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域技术人员在不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形，都应涵盖在本发明的保护范围之内。