PCMA系统双同步序列联合盲估计方法及装置

本发明涉及pcma信号盲估计，尤其涉及一种pcma系统双同步序列联合盲估计方法及装置。

背景技术：

1、成对载波多址(paired carrier multiple access,pcma)是由美国viasat公司提出的一种卫星通信频域复用多址技术。在pcma系统中，卫星地面站会在同一频率上接收到本地信号(自干扰信号)和远端地面站信号(有用信号)叠加后的混合信号。在合作通信中，地面站已知发送信号的全部内容和参数，因此可以采用干扰抵消的方法，达到正常通信的目的。在信号盲接收场景中，接收方无法获得任何先验信息，只能采用单通道盲分离的方法获得通信内容。

2、传统的pcma混合信号盲分离技术主要有粒子滤波和逐幸存路径处理(per-survivor processing,psp)两种经典算法。此外，为降低分离算法复杂度，gibbs采样、迭代量子遗传优化算法、堆栈算法等相继被应用于pcma信号盲分离。此类传统算法需要精确的参数估计结果作为初始化参数，否则会严重影响算法性能。随着深度学习技术的发展，神经网络也被应用于pcma信号解调中。此类基于深度学习的盲分离方法同样需要精确的参数估计结果作为网络初始化参数。

3、在pcma信号参数估计算法中，使用同步序列作为数据辅助的参数估计方法相较非数据辅助的方法具有精度高、鲁棒性好等明显优势。此类数据辅助的参数估计方法，往往将同步序列作为已知条件，并未给出其估计方法，因此如何获得精确的同步序列盲估计，是数据辅助的pcma信号调制参数盲估计方法迈向工程实践道路上亟待解决的难题。目前尚未发现解决此问题的相关文献，因此本文聚焦pcma信号的同步序列盲估计问题展开研究。

4、对于传统的单载波信号，盲解调算法比较成熟，可以利用解调结果得到同步序列估计；而pcma信号是由两路幅相调制(amplitude-phase modulation，apm)类信号线性叠加而成的同频混叠信号，且两路信号之间存在频差、相位差、时延差、幅度差，尚未形成成熟的盲分离方案，尤其是高阶调制的pcma信号目前难以实现盲分离，同步序列估计难度较大。

技术实现思路

1、本发明针对在pcma信号的盲接收中，往往无法预知同步序列，且两路同步序列估计需要在无法完成分离解调的条件下得到，因此难度较大的问题，提出了一种pcma系统双同步序列联合盲估计方法及装置，在调制速率已知的条件下，推导pcma信号符号帧长与信号自相关函数的关系，通过搜索自相关函数峰值，得到对两路apm信号符号帧长的估计；利用奇异值分解(singular value decomposition，svd)理论，对自相关矩阵进行分解，推导矩阵特征向量与信号同步波形之间的对应关系，重点分析了不同信号参数下分解结果的差异，给出了每种情况下同步波形估计方法，实现了对两路apm信号同步波形的估计，并以此为前提，在同步波形位置确定的条件下，对同步波形位置的混合信号做局部svd处理，得到更高精度的同步波形的估计；解调同步波形得到同步序列估计，并与采用最大似然(maximum-likelihood，ml)思想的估计方法对比，评估了算法性能。

2、为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

3、本发明一方面提出一种pcma系统双同步序列联合盲估计方法，包括：

4、搜索信号自相关函数峰值得到对两路幅相调制类pcma信号帧长的估计；

5、对过采样pcma信号按帧长分段，对自相关矩阵做整体奇异值分解，得到同步波形的初步估计；

6、对同步波形位置的混合信号做局部奇异值分解；

7、解调同步波形，得到同步序列估计。

8、进一步地，信号自相关函数的估计表示为：

9、

10、其中k＝0,1,...,kr，kr为小于nr且远大于1的任意数，即1＜＜kr<nr，nr表示过采样pcma信号样本的长度；ωi是两路幅相调制类pcma信号的残留载波角频率，i＝1或2，i＝1时，ω1表示第1路幅相调制类pcma信号的残留载波角频率，i＝2时，ω2表示第2路幅相调制类pcma信号的残留载波角频率；p为过采样倍数；hi是两路幅相调制类pcma信号的瞬时幅度，i＝1时，h1表示第1路幅相调制类pcma信号的瞬时幅度，i＝2时，h2表示第2路幅相调制类pcma信号的瞬时幅度；分别表示l1、l2过采样倍数下第i路apm信号的等效滤波器脉冲响应向量；分别表示k1、k2时刻第i路幅相调制类pcma信号的符号向量；ts表示采样间隔，ts＝t/p，t为符号周期，两路信号相同；k1表示第1路幅相调制类pcma信号第k1个符号，l1表示第1路幅相调制类pcma信号第k1个符号的第l1个采样点，k2表示第2路幅相调制类pcma信号第k2个符号，l2表示第2路幅相调制类pcma信号第k2个符号的第l2个采样点。

11、进一步地，所述两路幅相调制类pcma信号帧长相等，对两路幅相调制类pcma信号帧长的估计为：

12、

13、其中表示第1个帧长对应的峰值位置，自相关函数所有的峰值均为其倍数，为两路幅相调制类pcma信号调制速率的估计，fs为采样率，[·]表示就近取整。

14、进一步地，自相关矩阵的估计表示为：

15、当(ω1-ω2)nts＝2mπ时

16、

17、当(ω1-ω2)nts≠2mπ时

18、

19、式中λ′为对角线矩阵，σv表示高斯白噪声标准差，i表示单位矩阵，且有

20、

21、其中，n为过采样帧长；m＝0,±1,±2…；数据矩阵a＝[y0,y1,…,yp-1]，y0,y1,…,yp-1为观察集；g1,0、g2,0分别表示0过采样倍数下第1路、第2路幅相调制类pcma信号的等效滤波器脉冲响应向量；g1,p-1、g2,p-1分别表示p-1过采样倍数下第1路、第2路幅相调制类pcma信号的等效滤波器脉冲响应向量；分别表示时刻第1路幅相调制类pcma信号的符号向量；分别表示时刻第2路幅相调制类pcma信号的符号向量；分别表示两路幅相调制类pcma信号载波的初始相位；分别表示第1路幅相调制类pcma信号同步波形的起始和结束位置；分别表示第2路幅相调制类pcma信号同步波形的起始和结束位置。

22、进一步地，对自相关矩阵做整体奇异值分解，在不同条件下得到3种分解结果：

23、当(ω1-ω2)nts＝2mπ时，自相关矩阵可以分解为

24、

25、其中忽略末尾两项的影响，可以认为特征值λ和特征向量u对应于的第一特征值和第一特征向量则(b1+b2)的估计为

26、当(ω1-ω2)nts≠2mπ，且时，自相关矩阵可以分解为

27、

28、且a1＝b1/h1，a2＝b2/h2，η＝h2/h1，此时可以认为特征值λ1、λ2和特征向量u1、u2对应于的特征值和特征向量则b1的估计为b2的估计为

29、当(ω1-ω2)nts≠2mπ，且时，自相关矩阵可以分解为

30、

31、式中此时可以认为特征值λ和特征向量u1、u2对应于的特征值和特征向量若u1与同向且u2与同向，则b1的估计为b2的估计为

32、进一步地，同步波形的初步估计表示为：

33、

34、式中l＝0,...,p-1；

35、pcma信号在第i路信号的第n帧同步波形区间取值可以表示为

36、

37、其中n＝0,1,2,…，为高斯白噪声采样值，由于两路apm类pcma信号统计独立，zi,k(l)和的互相关可以按下式计算

38、

39、式中svd分解得到的同步波形估计zi,k(l)和中包含的真实同步波形的相位差用近似计算，则第n帧信号的真实同步波形估计为

40、

41、其中angle为angle函数。

42、进一步地，当η≈1且两路同步波形总能量相等不成立时，由向量中非零位置波形得到第i路信号在向量中的幅度估计则第i路信号的真实幅度估计值为将中同步波形乘以系数可以得到具有真实幅度的同步波形估计；其中为第t个特征值，为第t个特征向量，表示第i路信号在向量中的幅度估计，表示第i路信号在向量中的幅度估计。

43、本发明另一方面提出一种pcma系统双同步序列联合盲估计装置，包括：

44、帧长估计模块，用于搜索信号自相关函数峰值得到对两路幅相调制类pcma信号帧长的估计；

45、同步波形估计模块，用于对过采样pcma信号按帧长分段，对自相关矩阵做整体奇异值分解，得到同步波形的初步估计；

46、局部奇异值分解模块，用于对同步波形位置的混合信号做局部奇异值分解；

47、同步波形解调模块，用于解调同步波形，得到同步序列估计。

48、与现有技术相比，本发明具有的有益效果：

49、本发明针对幅相调制(apm)类pcma信号，利用通信系统数据帧的结构特性，采用子空间分解思想，重点分析了不同条件下的信号相关矩阵奇异值分解结果，实现了两路信号的同步波形和序列的精确估计。仿真结果表明，本发明可广泛适用于apm类pcma信号的同步波形和同步序列盲估计问题，在低信噪比条件下算法性能优于最大似然的估计方法，随着信噪比的提升和使用数据量的增加，估计性能不断提高，能够得到对pcma信号双同步序列的高精度估计，为数据辅助的参数估计方法应用于工程实践提供了先决条件，为pcma信号调制参数估计和后续的盲分离技术研究提供重要基础。