一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法

本发明涉及通信，特别涉及一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法。

背景技术：

1、从最初的模拟信号传输到现代数字通信系统，无线通信技术在过去几十年中发生了巨大变化。随着移动设备数量的增长、用户需求的提高以及通信频段的扩展，新一代物理层波形需要具有高可靠、低延迟，以及能够克服复杂多变的信道环境的能力。

2、文献“on the performance of integrated orthogonal time frequency spaceframework based on wfrft”提出了一种基于wfrft的otfs波形系统框架。该框架可通过对wfrft的阶数与信息符号长度的灵活选择，表征为otfs、自适应ofdm、hc、ofdm、sc等波形。相对于单一波形系统，wfrft-otfs波形具有更好的折中性与灵活性，能适应多变的信道环境和复杂的需求。然而，该波形框架虽然实现了二维参数的调节，但所选的参数为wfrft的阶次和点数，因而该波形框架所表征的波形更为同质化，不能成功表征为otsm波形，从而导致一体化波形的适应能力差。文献“a novel otfs system based on dfrft-ofdm”在离散分数傅里叶变换(discrete fractional fourier transform，dfrft)ofdm系统的基础上提出了一种新式otfs系统设计。该系统通过调整dfrft的阶次，实现了在不增加接收机复杂度的情况下提升误码率(bit error ratio，ber)和峰均功率比(peak-to-average powerratio，papr)性能。然而，这种系统框架的dfrft维度扩展方向较为特殊，不能实现现有波形的一体化，特别是对otsm和sc波形的统一，从而导致生成的一体化波形适应能力差，进而导致波形应用场景单一。

技术实现思路

1、本发明目的是为了解决现有通信方法还存在通信过程中生成的一体化波形适应能力差从而导致波形应用场景单一的问题，而提出了一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法。

2、一种基于正交时频空的一体化波形设计的通信方法具体过程为：

3、步骤一、将待发送的串行数据进行星座映射，然后对星座映射结果进行预处理，获得分数域中长度为m×n的基带数据信号向量x，将x沿行进行串/并行变换，获得基带数据信号矩阵x＝[x0,x1,...,xm-1]t；

4、其中，m是子载波数，n是每一列信号向量的符号数，待发送的串行数据的数量为(m-lmax)×n个；

5、所述对星座映射结果进行预处理，获得分数域中的m×n列的基带数据信号向量x具体为：

6、首先，对星座映射结果后的待发送的串行数据进行后补零操作；

7、其中，补零总长度为lmax×n；lmax是每一列信号向量的后补零长度；

8、然后，将补零后的x分割成m个信号向量，获得分数域中的m×n列的基带数据信号向量

9、步骤二、利用步骤一获得的x获取一维时域信号sα,β(t)；

10、步骤三、截取sα,β(t)末尾处预设长度的信号作为循环前缀，将循环前缀接在信号sα,β(t)前获得s'α,β(t)，然后利用发射机发射s'α,β(t)，从而获取接收机接收到的信号r'α,β(t)；

11、步骤四、将接收机收到的信号r'α,β(t)转换为时域接收信号矩阵y′，利用y′获取接收信号向量rα,β；

12、步骤五、对接收信号向量rαβ进行均衡，获得均衡后的时域接收信号矩阵

13、步骤六、将沿行进行n点β阶wfrwht和n点1-α阶wfrft，将还原为基带接收信号矩阵y；

14、其中，α、β是0-1之间的数值；

15、步骤七、对y进行行并/串行变换得到基带接收信号向量然后对y进行星座逆映射，得到发射的信息，完成通信过程。

16、进一步地，所述步骤二中的利用步骤一获得的x获取一维时域信号sα,β(t)，包括以下步骤：

17、步骤二一、将x沿行做n点α-1阶wfrft和n点-β阶wfrwht，获得时域上的数据x′，如下式：

18、

19、其中，是n点α-1阶wfrft变换，是n点-β阶wfrwht变换；

20、步骤二二、对步骤二一获得的x′沿列进行dft，获得频域信号x″，如下式：

21、x″＝fmx′

22、其中，fm是dft变换；

23、步骤二三、对x″进行heisenberg变换，得到一维的时域信号sα,β(t)。

24、进一步地，所述步骤二三中的对x″进行heisenberg变换，得到一维的时域信号sα,β(t)，如下式：

25、

26、其中，x″[m,n]表示x″中第m行第n列的元素，gtx(t)是时域连续基带脉冲成型函数，δf是子载波带宽，t是子符号持续时间，t是时间，j是虚数单位。

27、进一步地，所述步骤三中接收机接收到的信号r'α,β(t)，如下式：

28、

29、其中，h(τ,t)表示时延-时间域的连续时变信道冲激响应，n(t)表示方差为σ2的连续的高斯白噪声，τ是时延，τmax是时延最大值。

30、进一步地，所述步骤四中的将接收机收到的信号r'α,β(t)转换为时域接收信号矩阵y′，利用y′获取接收信号向量rα,β，包括以下步骤：

31、步骤四一、去除r'α,β(t)的循环前缀，获得接收信号rα,β(t)，将rα,β(t)进行wigner变换，获得离散频域信号y″[m,n]，从而获得频率接收信号矩阵y″，如下式：

32、

33、其中，grx(t)为接收成形滤波器，y″[m,n]为频域接收信号矩阵y″的第m行第n列的元素，υ表示多普勒频移，[·]*表示[·]的共轭；

34、步骤四二、将步骤四一获得的y″沿列进行idft变换，获得时域接收信号矩阵y′，从而获得接收信号向量rα,β。

35、进一步地，所述步骤四二中的将步骤四一获得的y″沿列进行idft变换，获得时域接收信号矩阵y′，从而获得接收信号向量rα,β，具体为：

36、首先，将步骤四一获得的y″沿列进行idft变换，获得时域接收信号矩阵y′：

37、

38、其中，[·]h表示共轭转置；

39、然后，利用y′获取接收信号向量rα,β：

40、

41、进一步地，所述步骤五中的对接收信号向量rα,β进行均衡，采用mmse均衡实现。

42、进一步地，所述步骤五中的对接收信号向量rα,β进行均衡采用gs均衡实现。

43、进一步地，所述步骤五中的对接收信号向量rα,β进行均衡，通过以下方式实现：

44、先采用mmse均衡对接收信号向量rα,β均衡获得mmse均衡结果，然后对mmse均衡结果进行gs均衡。

45、进一步地，所述步骤六中的将沿行进行n点β阶wfrwht和n点1-α阶wfrft，将还原为基带接收信号矩阵y，如下式：

46、

47、本发明的有益效果为：

48、本发明提出了一种wfrft-wfrwht-otfs二维参数可调的波形一体化框架，以一种新颖的方式将wfrft、wfrwht两个模块结合在一起，在表征出otfs波形的同时实现了多种波形的统一，同时提升了表征otfs波形的成功率，从而提高了一体化波形的适应性。本发明能够根据使用者的需求和信道环境的变化，灵活地选择合适的二维参数，从而在不同的场景下实现对ber和papr性能的联合调控。本发明为通信系统提供了一种高效、灵活的波形设计方法，提升了一体化波形的适应性，能够适应不同的通信场景和应用需求，本发明可以实现基于不同波形的通信。