基于载波频偏估计补偿及循环前缀重构的CP-UFMC迭代接收方法

本发明涉及移动通信，适用于循环前缀通用滤波多载波(cyclicprefix-universal filtered multi-carrier,cp-ufmc)系统，在循环前缀(cyclicprefix,cp)长度小于子带滤波器长度，即cp不足时，会引入载波间干扰(inter-carrierinterference,ici)和符号间干扰(inter symbol interference,isi)，对系统误符号率(symbol error rate,ser)造成严重影响，载波频率偏移(carrier frequency offset,cfo)则会进一步加剧ici。因此本发明提出了一种cfo估计补偿与cp重构的迭代接收方法。该方法使用接收端的估计符号对cfo进行估计并在接收信号中予以补偿，进而联合cp重构实现迭代接收方法，有效提升系统的可靠性。

背景技术：

1、从1g～5g不断的发展演进，现今我们进入了未来移动通信网络时代。为了满足海量的移动设备连接的要求，未来移动通信系统对空口接入波形提出了更多苛刻的要求，如更高的频谱分辨率、更高的带宽利用率以及更灵活的多业务处理能力等。5g中主要使用的正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing,ofdm)系统信号峰均比(peak-to-average power ratio,papr)高、时频同步要求高、频谱泄露高，因此研究人员为配合未来移动通信的需求提出了各种新型多载波技术，例如华为提出的滤波正交频分复用(filtered-orthogonal frequency division multiplexing,f-ofdm)，vakilian等提出的通用滤波多载波(universal filtered multi-carrier,ufmc)以及滤波器组多载波(filter bank multi-carrier,fbmc)，它们都是未来移动通信候选的新型空中接口技术。

2、在各种新型多载波技术中,ufmc是一种适用于6g移动通信的新型多载波调制技术，适用于短分组和低延迟传输。与循环前缀正交频分复用(cyclic prefix-orthogonalfrequency division multiplexing,cp-ofdm)相比，ufmc技术提高了频谱利用率，在较短的保护周期中进行滤波器的上升和下降，使得ufmc频谱效率比cp-ofdm更好且误码率更低。

3、cp-ufmc系统的接收机框架与ofdm系统相同，因此与采用2n点快速傅里叶变换(fast fourier transform,fft)的ufmc接收机相比，其接受机复杂度有所降低,n为傅里叶变换尺度。但是通常的循环前缀(cyclic prefix,cp)长度都是针对无线空间信道时延长度设计，而ufmc中子带滤波器的引入等效于极大扩展了信道延时(gerzaguet r,bartzoudisn,baltar l g,et al.the 5g candidate waveform race:a comparison of complexityand performance[j].eurasip journal on wireless communications and networking,2017,2017(1):1-14.即gerzaguet r,bartzoudis n,baltar l g,et al，5g候选波形竞赛:复杂性和性能的比较[j].eurasip journal on wireless communications andnetworking,2017,2017(1):1-14.)。这导致cp-ufmc系统要么用比较长的cp长度牺牲时间传输效率，要么用比较差比较短的滤波器牺牲频域性能。此外，cfo会进一步恶化系统性能以及增加问题解决的难度。本发明通过设计联合cfo估计补偿和cp重构的迭代接收方法解决由cfo和cp不足带来的ser恶化问题，使最终解调ser接近cp充足且不含cfo时的系统ser。

技术实现思路

1、为解决在cfo干扰和cp不足情况下的cp-ufmc系统ser恶化问题，本发明提出了一种联合cfo估计和cp重构的迭代接收方法，在该方法中，首先在接收端对接收信号进行cfo估计，从而对接收信号进行cfo补偿，之后通过上一帧的解调信号重构得到本帧信号的isi，进而在时域去除本帧信号的isi。接着利用isi去除后的频域信号设计了包括频域均衡解调、cp循环项重构、cfo估计补偿与接收信号重组等主要步骤的迭代处理过程，重复多次直至迭代次数满足条件。

2、本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

3、通过使用cp-ufmc系统的接收信号初次均衡解调输出结果对信号传输过程中所受cfo大小进行估计与补偿，而后通过上一帧频域均衡解调信号重构本帧信号遭受的isi并在接收信号中予以消除，接着在isi干扰消除信号的基础上迭代执行频域均衡解调、cp循环项重构、cfo估计补偿与接收信号重组等主要步骤，直到迭代次数满足要求，技术方案包括以下步骤：

4、1)利用cp-ufmc系统本帧接收信号和可靠性高的初次均衡解调信号进行cfo估计，对接收信号进行初次cfo补偿。其中可靠性高的初次均衡解调信号通过将解调器输入输出信号的误差与门限对比进行判决确定。

5、2)将输入的上一帧的最终均衡解调信号进行isi重构。

6、3)从初次cfo补偿后的本帧接收信号中减去步骤2)中重构得到的isi，得到isi消除后的信号。

7、4)令迭代次数d＝1，对isi消除后的信号进行第一次迭代均衡解调，其中可靠性高的均衡解调信号通过将解调器当前输入输出信号的误差与门限对比进行判决确定。

8、5)利用步骤4)中所得可靠性高的均衡解调信号进行cp循环项的重构。

9、6)利用步骤4)中可靠性高的均衡解调信号和步骤3)中isi消除后的信号进行cfo迭代估计并补偿，得到cfo补偿后信号，并令d＝d+1。

10、7)利用步骤5)所得重构cp循环项以及步骤6)所得cfo补偿后信号，对第d次迭代均衡解调所需的接收信号进行重组。

11、8)利用步骤7)所得重组的接收信号进行迭代均衡解调，其中可靠性高的均衡解调信号通过将解调器当前输入输出信号的误差与门限对比进行判决确定。

12、9)当迭代次数满足d＝dend时，将最终得到的迭代均衡解调信号输出，否则重复步骤5)～9)。

13、进一步，结合附图1和附图2对整个步骤流程进行进一步说明。cp-ufmc系统发送端框图如附图1(a)所示。首先将子载波分为b个子带，每个子带上p个子载波，每个子带将没有被分配数据的子载波进行补零，通过预均衡消除滤波器相位影响。然后经过n点逆快速傅里叶变换(inverse fast fourier transform,ifft)变换从频域变换到时域，长度变为n。再将经过ifft后的时域信号进行加cp操作，长度为n+g,其中g为cp长度。然后将加cp后的时域信号与长度为l的子带滤波器卷积以实现滤波操作，子带滤波器的原型滤波器系数表示为f＝[f(0),f(1),…,f(l-1)]t，卷积后的信号需要取出长度为n+g的发射信号，保持滤波前后数据长度不变，这也是通信信号处理中滤波操作的常规做法。

14、第s帧输入信号第i个子带频域信号表示为xs,i(k),k＝0,1,…,bp-1,经过预均衡，实际系统输入信号为其中fi(k)为子带滤波器fi的n点快速傅里叶变换(fast fourier transform,fft)。这里一帧指一个ufmc调制符号。则经过n点ifft，对于子带i所得时域信号为：

15、

16、其中，k∈ui表示子载波k为第i个子带上的频域信号。将原型滤波器频移到子带上，子带滤波器的系数如下：

17、

18、其中，符号⊙表示矩阵对应元素点乘，ci为第i个子带中心,ci＝(p-1)/2+(i-1)p。

19、对上述时域信号添加cp，即：

20、

21、加cp后的时域信号与子带滤波器卷积并叠加得到信号x，长度为n+g+l-1，

22、

23、其中，符号为线性卷积。信号x由两部分组成，截断取出前n+g项xsignal为当前帧发射信号，在连续多帧传输模式下后l-1项则会被累加到下一帧发射信号的头部，成为对下一帧信号的干扰isi，即

24、

25、其中，(5)式中的xisi即为第s-1帧信号对本帧信号的干扰，且有

26、

27、考虑系统存在cfo干扰，则接收端信号rs可以表示为：

28、rs(n)＝c(n+g)xsignal(n)+z(n)   (7)

29、其中，rs(n)表示第s帧接收信号，c(n)为cfo带来的干扰，ε为数字频率域的载波频率偏移。

30、当cp长度g小于滤波器长度l时，接收信号rs(n)可分为两部分：

31、

32、其中第一部分中存在上一帧信号对当前帧的符号间干扰isi，第二部分isi-free为当前帧未受到上一帧信号影响的部分，即

33、

34、不失一般性，本发明在算法推演时忽略噪声项的影响，仅考虑信号项。同时由于子带滤波器和多径信道对于信号都是线性卷积关系，它们的影响可以合并处理，因此本发明算法推演尽管没有直接引入多径信道，实际上可以直接用于多径信道场景。

35、本发明提出的联合cfo估计补偿的cp重构过程如附图1(b)所示，在图1(b)中，表示上一帧最终均衡解调获得的频域信号，isi重构部分表示通过ifft、加cp、过滤波器等步骤后重构出上一帧信号对当前帧的符号间干扰iisi。cfo相位补偿后时域信号里去除上一帧信号的isi后得到此时开关s连接到s1，令d＝1，直接进行第一次迭代均衡解调，其均衡解调信号通过误差门限判断后提取可靠性高的均衡解调频域信号，即重构循环项部分则是利用通过与重构isi相同的步骤来重构当前帧信号泄漏到下一帧的部分icir，用于下一步恢复信号的循环性。然后将开关s连接到s2，利用和再次进行cfo估计补偿，得到补偿后的时域信号再令d＝d+1。将与icir进行信号重组，并进行迭代均衡解调，当条件d＝dend成立时，迭代结束，输出最终均衡解调频域信号上述图1(b)中的接收方法结构可以用附图2进一步描述，其与前述算法步骤一一对应。

36、在所述步骤1)中，包含了初始均衡解调、基于误差门限判决的可靠解调信号提取和cfo估计补偿三个主要功能。对于接收时域信号向量rs，接收机去掉前面的cp部分，提取后面的n点数据做fft，省略繁琐的推导过程，可以得到频域接收信号y1n的标量形式表达式如下：

37、

38、其中，signal表示第k个子载波上的有用信号；inbi表示在第i个子带内，除了第k个子载波以外，其他子载波上的信号带来的干扰；itbi表示子带i以外的其他子带信号带来的干扰；isi表示上一帧信号对当前帧的干扰，干扰系数λs(k)表示为：

39、

40、其中，

41、如果存在多径信道，信道的影响也会包含在signal的干扰系数λs(k)中。所谓的均衡操作即为从频域接收信号y1n(k)中除掉λs(k)，而λs(k)一般可以通过信道估计方法获取。注意，在初始均衡解调时令cfo估计值为0，即ε＝0，而在迭代过程中用cfo估计值代入计算λs(k)。同时，图1(b)中无论初始解调还是迭代解调都为通信中常用的qam解调方法，不再赘述。例如初始解调器输出结果表示为即向量中第k个子载波上的频域信号。

42、如前所述，通过初始均衡解调后的频域信号为其通过误差门限判决得到高可靠性的初始均衡解调将其进行ifft变换后得到时域信号如果可以保证解调错误的子载波数为0且被准确判断出来，则有否则仅在判决选中的部分子载波k上满足

43、因此，引入误差eerror做门限判断，误差表达式为：

44、eerror＝|qam解调器输出信号-qam解调器输入信号|2   (12)

45、当子载波k上上述误差大于门限时，判断解调错误，该子载波解调器输出强制置零；相反，当上述误差小于门限时，判断解调正确，该子载波解调器输出不作强制修改。门限设定与qam星座有关，一般门限数值可设为不超过qam星座点间最小距离一半的正数。

46、一般cfo估计采用接收信号和训练序列的相关运算实现，本发明把判定为高可靠性的均衡解调信号作为训练序列使用。第一次进行cfo估计时，需对原始接收信号向量rs进行处理，选择一段接收信号满足如下表达式：

47、

48、其中，xs,i(n)为发送频域信号xs,i(k)通过ifft变换得到的时域信号。

49、因此进行cfo估计时，首先将信号反变换得到再将和接收端信号rs(n)执行求相关操作，则有：

50、

51、由于原始频域信号的相互独立性，公式(14)的累加操作满足k1≠k2的累加项之和近似为0。并且如果均衡解调的结果准确度较高，近似有则上式可以化简：

52、

53、其中，式(15)的第二个累加是一个与n无关的常数，可以提到求和符号之外，即：

54、

55、对上式左右两边求相位后，可以推导出cfo的表达式为，

56、

57、其中，表示取相位。当解调信号与原始发送频域信号存在差异时，此时公式(15)中包含有部分干扰，使用公式(17)估计cfo会带来一定误差，但是本发明的数值结果表明通过所提的迭代处理方式，这部分干扰会逐步降低，不影响最终的迭代均衡解调输出结果的准确性。

58、最后，对接收信号向量rs做cfo补偿，则经过补偿后的信号向量为标量形式的补偿表达式如下：

59、

60、其中，约等于号在补偿后残留cfo估计误差较小时成立，本发明数值结果表明这一假设成立。

61、上述cfo估计补偿后信号可进一步表示为：

62、

63、公式(19)可近似分为有用信号项、isi项和泄露项，其中isi为前一帧数据对当前帧的干扰，泄露项为当前帧对下一帧的干扰，同时泄露项也是造成本帧信号不满足循环性的原因，也是cp循环重构要处理的对象。

64、在所述步骤2)中，利用上一帧信号最终均衡解调得到的经过ifft后的信号表达式为：

65、

66、上述信号加cp之后可以表示为：

67、

68、经过子带滤波器等步骤后重构上一帧信号的isi，可以得到iisi，即

69、

70、式中表示变量的时间下标n取值范围为0到l-g-2。

71、在所述步骤3)中，将本帧信号去除步骤2)中重构出的isi部分，的标量形式表达式如下：

72、

73、在所述步骤4)中，令d＝1，图1(b)中开关s打到s1位置，将isi消除后的信号进行迭代均衡解调得到其中可靠性高的均衡解调信号通过将解调器当前输入输出信号的误差与门限对比进行判决确定。具体而言，就是与步骤1)中的误差门限判决一致，对子载波k上的迭代均衡解调信号通过误差门限对比判决，得到相应的

74、在所述步骤5)中，通过进行cp循环项重构得到本帧信号缺失部分icir，表达式如下：

75、

76、其中，

77、由于cp重构中选择了可靠性高的均衡解调信号作为来源，所以本发明称之为选择性重构。

78、在所述步骤6)中，利用和迭代估计cfo并补偿接收信号，得到第d次的重构接收信号令d＝d+1。其中cfo迭代估计过程和第一次估计相同，首先将第k个子载波上的迭代解调得到的信号通过误差门限判定得到然后进行反变换得到再将和isi去除后的信号执行求相关操作得到进而得到第d次cfo估计值为即

79、

80、对进行cfo补偿得到的表达式：

81、

82、在所述步骤7)中，将步骤5)重构的cp循环项icir和进行重组，得到第d次的重组信号表达式如下：

83、

84、在所述步骤8)中，图1(b)中开关s打到s2位置，对重组信号进行迭代均衡解调得到其中可靠性高的均衡解调信号通过将解调器当前输入输出信号的误差eerror与门限对比进行判决确定。具体而言，就是与步骤1)中的误差门限判决一致，对子载波k上的迭代均衡解调信号通过误差门限对比判决，得到相应的

85、在所述步骤9)中，当迭代次数满足d＝dend时，将最终得到的均衡解调信号输出，否则重复步骤5)～9)。

86、本发明的技术构思为：为了解决cp-ufmc系统因cfo干扰和cp不足导致的ser恶化问题，本专利提出一种联合cfo估计补偿与cp重构的迭代接收方法，可以改善存在cfo和cp不足时的ser恶化问题，使系统ser接近cp充足且不含cfo时的ser。

87、本发明的有益效果主要表现在：通过在ufmc系统接收端对cfo进行迭代估计，并重构isi部分和cp循环项，可以有效解决因非零cfo干扰和cp不足带来的ser恶化问题，使ser逼近不含cfo且cp接近充足时的ser。