专利名称:无线电通信系统中采用的粗符号定时估计方法
技术领域：
本发明涉及一种无线电通信系统中采用的粗符号定时估计方法，所述无线电通信系统特别是DRM系统。根据本发明的方法，能够减轻各种信道不利因素对粗符号定时估计的影响。
背景技术：
DRM(世界数字无线电广播，Digital Radio Mondiale)是一种新型的数字无线广播系统，它是短波、中波以及长波调幅广播频段的唯一的通用型非专利数字无线电广播系统。在同样的覆盖范围条件下，DRM发射机功率比传统的模拟发射机功率低6-9dB，数字广播比模拟广播的同邻频保护率低，抗多径干扰能力强，便于移动接收；音质可以达到CD或调频立体声的质量；能够提供附加数据和多媒体信息；与DAB相比，它的接收机价格更容易被广大听众所接受。它的出现是30MHz以下频段广播复兴的标志，而且目前已经成为国际标准。
DRM系统采用了正交频分复用(OFDM)技术。OFDM可以看作是一种特殊的多载波技术。与单载波系统相比，多载波系统的同步更为复杂。与其它的多载波系统相比，DRM系统的短波信道传输环境则更为恶劣，表现在更大的时延扩展、更强的时延信号功率、更大的相对多普勒扩展和存在多普勒频移等。因此，DRM系统的同步算法设计将更为复杂和具有挑战性。
在DRM接收机中，同步可以被划分为五个任务，即强健模式检测、符号定时同步、载波频率同步、采样时钟同步和帧定时同步，如图1所示。在DRM系统中，符号定时同步可以被划分为三个主要的部分粗符号定时估计(捕获阶段)、粗符号定时偏移估计(捕获阶段)和精符号定时偏移估计(跟踪阶段)。本说明书将专注于DRM系统的粗符号定时估计技术。
DRM系统具有四种强健模式方式，即模式A、B、C和D。表1列出了这四种强健模式方式的典型用途。
表1强健模式的典型用途
对应于不同的强健模式，定义了不同的OFDM参数集，如表2所示。
表2OFDM信号参数
在表2中，Ts表示OFDM符号的持续时间，Tg表示保护间隔的持续时间，Tu表示OFDM符号有用部分的持续时间，T表示基本的时间周期，等于83(1/3)μs。如果以T，作为时间单位，则对应于四种模式A、B、C和D，其保护间隔的长度依次等于32、64、64和88。同理，有用部分的长度依次等于288、256、176和112。基于上述参数，可以确定IFFT和FFT的长度。通常IFFT和FFT的长度是有用部分长度的整数倍，而4倍是一个常用的参数。在这种条件下，IFF和FFT的长度依次等于288×4＝1152、256×4＝1024、176×4＝704和112×4＝448。
表3列出了一个实际的DRM接收机采用的参数值。
表3一组实际的OFDM参数值
当强健模式检测完成后，DRM同步的下一个任务就是进行粗符号定时同步。众所周知，FFT解调窗的错误定位将会引起符号间干扰(ISI)，甚至载波间干扰(ICI)，并对后续的同步和信道估计产生很大的影响。粗符号定时估计的两个主要的目标是1)保证估计的位置位于ISI自由区，如图2所示；2)估计位置的波动小。从图2可以看出，估计的符号定时位置可能落在四个区域前一个符号的数据区域、ISI区域、当前符号的数据区域和无ISI区域。在这四个区域中，只有最后一个区域，即无ISI区域，是希望的符号定时位置区域。
基于保护间隔相关的粗符号定时估计方法被广泛应用。在下面的内容中，我们将首先介绍一种传统的粗符号定时估计方法。
粗符号定时估计方法通常基于保护间隔相关的思想。它的相关函数定义为λ(θ)＝|γ(θ)|-ρΦ(θ) (1)这里，
γ(θ)=Σk=θθ+L-1r(k)·r*(k-Nu)---(2)]]>Φ(θ)=12Σk=θk+L-1|r(k)|2+|r(k-Nu)|2---(3)]]>这里r(k)表示接收的OFDM采样信号，k表示信号样点序号。Nu表示OFDM符号的有用部分的长度，如上表3所示。L表示相关窗的长度。当然，本发明的相关函数并不局限于此，其可以是各种无线电通信系统中所采用的其他相关函数。
传统的粗符号定时估计方法利用了整个保护间隔的信息，即相关窗的长度L等于整个保护间隔的长度Ng。不同强健模式情况下，参数Ng和Nu的值如上表3所示。在高信噪比(SNRSignal-to-Noise Ratio)情况下，设置参数ρ的值为1。
传统粗符号定时估计方法的估计准则可以表示为θ^=argmaxθλ(θ)---(4)]]>上述估计准则可以描述为使相关函数λ(θ)最大的定时位置θ即为粗符号定时估计值
众所周知，传统的粗符号定时估计方法在加性白高斯信道情况下具有很好的估计性能。但是，在多径衰落信道，特别是大时延扩展信道情况下，传统方法的估计性能显著下降。这是因为相关窗包含了其它OFDM符号的信息，例如前一个OFDM符号的信息，如图3所示。其它符号的信息可以被看作是一种干扰信号，其将影响相关结果，从而引起估计性能的下降。而在高斯信道条件下，由于只有一个传输路径，因此相关窗中将不存在干扰信号，如图4所示。
然而，我们都知道，在一个移动无线通信系统中，多径传播是其传输信道最重要的特点。AM广播无线传输信道也是如此。但与其它大多数的无线移动通信系统相比，DRM系统的信道模型更为复杂，并且这使其同步也变的更为复杂。DRM系统的信道模型具有以下几个显著的特点1)更大的时延扩展；2)更大的延迟信号平均功率；3)更大的多普勒扩展；4)存在多普勒频移等。在DRM系统规范中，共列出了六种AM广播无线传输信道模型，如表4所示。我们以信道模型5为例，来解释DRM系统AM广播传输信道的显著特点。如表4所示，信道模型5的时延扩展多达4ms，几乎占了模式B整个保护时间的3/4；第二个路径的信号功率等于主径信号的功率，而通常延迟信号的功率都远远小于主径信号功率。另外，信道模型5两个路径的多普勒扩展甚至大于模式B子载波间隔的4％。对于其它的信道模型，例如信道3，其还存在着多普勒频移因素。
表4DRM系统的信道参数
在DRM系统链路仿真中，我们发现传统的粗符号定时估计方法具有很高的估计方差。更为糟糕的是，估计的符号定时位置经常会落入ISI区域或数据区域，如图2所示。为了克服传统方法的这些缺点，我们提出了一种根据本发明的粗符号定时估计方法。
发明内容为了克服现有技术中的缺陷提出了本发明，因此，本发明的目的是一种无线电通信系统中采用的粗符号定时估计方法，所述无线电通信系统特别是DRM系统。根据本发明的方法，能够减轻各种信道不利因素对粗符号定时估计的影响。
为了实现上述目的，根据本发明，提出了一种无线电通信系统中采用的粗符号定时估计方法，所述方法包括利用长度小于保护间隔的长度的相关窗来形成粗符号定时估计所需的相关函数；利用所述相关函数来获取对输入的采样信号进行相关运算后的相关图案；以及利用紧随相关图案的相关峰波动平台的下降沿上、低于相关峰波动平台的任意值作为阈值来获取粗符号定时位置。
优选地，将所述相关函数中反映信噪比状况的参数设置为小于1。
优选地，所述相关窗的长度所代表的时间长度小于保护间隔的长度所代表的时间长度减去多径干扰中的最大多径时延。
优选地，所述阈值等于零。
优选地，所述无线电通信系统为DRM系统。
优选地，所述粗符号定时估计方法基于保护间隔。
通过参考以下结合附图对所采用的优选实施例的详细描述，本发明的上述目的、优点和特征将变得显而易见，其中图1是示出了DRM同步任务的方框图；图2是示出了估计的粗符号定时位置可能落入的四个区域的示意图；图3是示出了多径衰落信道条件下的相关窗的示意图；图4是示出了高斯信道条件下的相关窗的示意图；图5是示出了根据本发明的粗符号定时估计方法的示意图；图6是示出了本发明的方法与传统方法相比较的概率分布(模式A，信道1)的曲线图；图7是示出了本发明的方法与传统方法相比较的概率分布(模式B，信道3)的曲线图；以及图8是示出了本发明的方法和传统的估计方法的性能比较的曲线图。
具体实施方式为了克服传统方法的这些缺点，我们提出了一种根据本发明的粗符号定时估计方法。尽管根据本发明的粗符号定时估计方法同样基于保护间隔相关的思想，且其相关函数与传统方法的相同，但是为了减轻各种信道不利因素对粗符号定时估计的影响，根据本发明的粗符号定时方法采取了三种关键的估计策略。这三种策略有效减轻了各种信道不利因素的影响，从而保证估计的符号定时位置落入无ISI区域并且具有更小的估计位置波动。
根据本发明的粗符号定时估计方法同样基于保护间隔相关的思想。其相关函数与传统方法的相同，式(1)所示。但是为了减轻各种信道不利因素对粗符号定时估计的影响，我们采取了三种策略(1)在相关函数式(1)中，相关窗的长度L要小于保护间隔的长度Ng，优选地，所述相关窗的长度L所代表的时间长度(L乘以采样周期)小于保护间隔Ng的长度所代表的时间长度(Ng乘以采样周期)减去多径干扰中的最大多径时延。
(2)在相关函数式(1)中，参数ρ的值要小于1；该参数ρ通常为反映系统信噪比状况的参数。
根据以上(1)和(2)两个条件，可以形成根据本发明的粗符号定时估计所需的相关函数。但是，需要注意的是，在本发明中，条件(2)是可选的条件。
(3)由此，在利用所述相关函数获得了对输入的采样信号进行相关运算后的相关图案之后，修改了定时估计准则，即获取符号定时位置的规则。
也就是，其满足两个条件1)位于相关峰波动平台的下降沿上；2)将低于相关峰波动平台的任意值作为阈值，来选择粗符号定时位置。
作为示例，在图5中，选择的阈值等于零。当然，可以选择紧随相关图案的相关峰波动平台的下降沿上、低于相关峰波动平台的任意值作为阈值。
具体地，上述第三个策略如图5所示。在图5中，设置参数L等于Ng/4，ρ等于0.85。其它的仿真参数为模式B，信道3，10KHz带宽，SNR为25.4dB。
通过计算机仿真评估了传统的和根据本发明的粗符号定时估计方法的性能。选择以下两个性能指标1)估计的符号定时位置的概率分布；2)估计的符号定时位置的均方误差。
共同的仿真参数10KHz信号带宽、载波频率偏移2.45F(F表示子载波间隔)、采样时钟频率偏移50ppm、基带信号样点速率48KHz。对于根据本发明的粗符号定时估计方法，L＝Ng/4，ρ＝0.85。
由此可以了解本发明的效果。如以下所示。
(1)概率分布DRM系统共有6种信道模型。我们选择两个典型的信道信道1和3，其参数如表4所示。信道1即为高斯信道。相对于信道1，强健模式为A和SNR 15.6dB。相对于信道3，强健模式为B和SNR 25.4dB。仿真结果如图6和图7所示。作为比较，我们也给出了减少相关长度的传统方法的仿真结果，相关长度等于Ng/4。
需要强调的是，如果用
表示粗符号定时的估计值，则当估计位置落入前一个符号的数据区域时，θ^<0;]]>当估计位置落入ISI或ISI自由区时，0≤θ^≤Ng;]]>当估计位置落入当前符号的数据区域时，θ^>Ng.]]>从图6可以看出，在高斯信道条件下，传统估计方法的估计位置通常位于定时位置0附近。虽然传统方法具有很好的聚焦特性，但几乎一半的估计位置都落入了前一个符号的数据区域。而根据本发明的粗符号定时估计方法不但具有好的聚焦特性，而且其估计位置通常会落入无ISI区域。
从图7可以看出，传统估计方法的聚焦特性在多径信道条件下开始变差。更糟糕的是，其估计位置通常会落入ISI区域。这对于同步是不能接受的。我们知道，适当减少相关窗长度可以减轻由于多径引起的信道不利因素的影响。如图7所示，当采用减少的相关窗长度时，传统估计方法的估计位置主要落入了无ISI区域，这是一个很大的提高。但是，其估计位置落入的区域范围很大，例如从64到192。这意味着估计位置的波动很大。根据本发明的估计方法将能够有效的克服这个缺点。从图7可以看出，根据本发明的估计方法的估计位置落入一个范围相对更小的区域，例如从192到256。这暗示根据本发明的粗符号定时估计方法具有更小的估计位置波动。
(2)均方误差均方误差定义为MSE=1NΣ(θ^-θoptNg)2]]>这里，θopt表示最佳的符号定时位置，等于Ng，如图2所示。N表示OFDM符号数。在仿真中，每个仿真场景使用100000符号。对于每个仿真场景，其仿真参数如表5所示。
仿真结果如图8所示。从图8可以看出，与传统方法相比，根据本发明的粗符号定时估计方法具有更小的估计均方误差。
表5仿真参数设置
与其它大多数无线移动通信系统的传输信道相比，DRM系统的信道条件更为恶劣。这导致传统的粗符号定时估计方法不能够在DRM系统中正常工作。为此，我们提出了上述的有效的粗符号定时估计方法。
无论是传统的还是根据本发明的粗符号定时估计方法都是基于保护间隔相关的思想。这两种方法主要的区别是1)它们采用了不同的相关窗长度。传统的粗符号定时估计方法，其相关窗长度L等于整个保护间隔的长度Ng。而根据本发明的粗符号定时估计方法，其相关窗的长度L要小于保护保护间隔的长度Ng。
2)它们采用了不同的估计准则。传统方法的估计准则可以描述为使相关函数λ(θ)最大的定时位置被选择为粗符号定时位置的估计值。而新方法的估计准则更为复杂。定时位置需要满足两个条件1)位于相关峰之后；2)其对应的相关函数值是第一个小于0的值；才可以被选择为粗符号定时位置估计值。
与传统的粗符号定时估计方法相比，减少相关窗可以有效的减轻各种信道不利因素的影响，从而保证估计的符号定时位置落入无ISI区域。而根据本发明的估计准则可以保证估计的符号定时位置具有更小的波动。因此，根据本发明的粗符号定时估计方法具有三个显著的优点1)保证估计的粗符号定时位置不会落入ISI或数据区域；2)更小的估计位置波动；3)占用更少的硬件资源。
仿真结果也表明。与传统的估计方法相比，根据本发明的粗符号定时估计方法具有更好的估计性能。
尽管以上已经结合本发明的优选实施例示出了本发明，但是本领域的技术人员将会理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行各种修改、替换和改变。因此，本发明不应由上述实施例来限定，而应由所附权利要求
及其等价物来限定。
权利要求
1.一种无线电通信系统中采用的粗符号定时估计方法，所述方法包括利用长度小于保护间隔的长度的相关窗来形成粗符号定时估计所需的相关函数；利用所述相关函数来获取对输入的采样信号进行相关运算后的相关图案；以及利用紧随相关图案的相关峰波动平台的下降沿上、低于相关峰波动平台的任意值作为阈值来获取粗符号定时位置。
2.根据权利要求
1所述的方法，其特征在于将所述相关函数中反映信噪比状况的参数设置为小于1。
3.根据权利要求
1所述的方法，其特征在于所述相关窗的长度所代表的时间长度小于保护间隔的长度所代表的时间长度减去多径干扰中的最大多径时延。
4.根据权利要求
1所述的方法，其特征在于所述阈值等于零。
5.根据权利要求
1所述的方法，其特征在于所述无线电通信系统为世界数字无线电广播系统。
6.根据权利要求
1所述的方法，其特征在于所述粗符号定时估计方法基于保护间隔。
专利摘要
根据本发明，提出了一种无线电通信系统中采用的粗符号定时估计方法，所述方法包括利用长度小于保护间隔的长度的相关窗来形成粗符号定时估计所需的相关函数；利用所述相关函数来获取对输入的采样信号进行相关运算后的相关图案；以及利用紧随相关图案的相关峰波动平台的下降沿上、低于相关峰波动平台的任意值作为阈值来获取粗符号定时位置。
文档编号H04L27/26GK1992697SQ200510135572
公开日2007年7月4日 申请日期2005年12月29日
发明者陈晨, 魏立军, 朴范镇 申请人:北京三星通信技术研究有限公司, 三星电子株式会社导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan