专利名称：信号处理的方法与装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及到一种处理信号的方法与装置，例如用于通信系统或卫星导航系统，尤其是本发明涉及的处理信号的方法与装置可以消除由于多路径引起的任何误差或者至少使之减小。在一个具体的实施例中，本发明涉及到导航系统。
从原理上说，由发射机到接收机之间的通信包含由发射机发射出由信息信号通过调幅或调频的方式编码调制的载波信号的发射，以及由接收机接收编码的信号的接收。在接收机中，为了获得其中的信息，对接收的信号进行解码。发射时刻与接收时刻间的信号传播所经过的时间取决于发射机与接收机间的距离以及载波信号的传播速度，这也是众所周知的。
实际上，载波信号到达接收机不仅仅是通过视距这样直接地传播，而且还通过诸如建筑物，山，云，大气层等等这些客观物体中的一个或多个的反射而达到接收机。由于经过反射的传播路径总是长于视距，因此，经过反射传播时间总是比信号经过视距传播所需的时间要长，也就是说反射的信号总是相对于直接传播的信号有一定的延时。接收机不能够分辨直接信号与反射信号，由接收机接收的直接信号与由接收机的反射信号的结合如果不是失真的信号将被处理，然而，该所说的结合信号明显地包含相对于发射的信号的误差。这就是公知的“多路径”问题。多路径也可由衍射引起的。
上述种类的通信通常用于很多种的应用，在大部分的应用中它一般希望用于减小由于多路径产生的误差。然而减小误差对其非常重要的一种应用是导航。例如是卫星导航，本发明将参照导航系统进行描述，不过应明确地表示了本发明不局限这样的使用。
在上下文的本应用中，导航是根据用通信信号确定物体与基准位置间的距离的原理。一个基准站，例如一个卫星，它发射由与所说的物体有关的接收机接收的信号。通过测量信号的传播时间，可以计算出该物体至基准站的距离。类似地，该物体至第二个和尽可能多的基准站的距离也可以计算。在静止的基准站情况下，基准站的位置是不变的，而且可以加进接收机作为常数值。在非静止的基准站的情况下，例如是卫星。该信号包含有关基准站位置的信息。因此，基准站的位置对于接收机是“公知”的，所以可以计算出物体的准确的位置。
上述过的已知类型的导航系统命名为GPS(全球定位系统)和劳兰-C(远距离导航系统-C)这些系统例如用于海洋上的船只和由接近机场的飞机使用。为了更详尽地描述这些系统，将参考下列的出版物“卫星数字通讯”作者J.J.Spilker，1977年在新泽西prentice Hall发表;
“全球导航GPS用户指南”，作者N.Ackroyd和R.Lorimer，1990年在伦敦发表在伦敦出版社的Lloyd′s上;
“无线电导航系统”，作者B.Forsell，1991年在prenticeHall上发表(ISBN0-13-75058-6);
从上述的应用中可以清楚地看到精确度是极为重要的，并且由于多路径引起的误差应当消除或者至少要尽可能地减小。
因此，本发明的主要目的是消除多路径引起的误差。
根据本发明产生出的方法和装置用于处理接收的信号，从而实现了本发明的这一些目的，所说的方法和装置具有检测存在多路径的能力以及确定视觉信号的基值以及多路径信号基值的能力。本发明的方法和装置于是从接收的信号去除多路径信号的基值，从而保留了一个未受干扰的视觉信号距。因此，使用这个非受干扰的视觉信号距，可以确定从信号源到接收机信号传播所用的准确的时间。
参照附图通过对优选实施例的讨论，更详细地描述和解释本发明。
图1示出了使用本发明的情景;
图2示出了不失真的导航信号的形状;
图3示出了相关运算;
图4示出了相关函数的理想化的形状以及处理导航信号的通常的方法;
图5示出了多路径信号三个相关函数峰的组合以及通常的方法的缺点;
图6示出了本发明最佳方法所采取的步骤;
图7a图示了相关函数的理想化的形状，以及本发明的处理导航信号的方法;
图7b图示了辅助函数的形状;
图8示出了本发明的作用;
图9示出了根据本发明的一个装置的实例;
图10示出了实际中的相关函数的形状。
图1示出了在海上的一个船1和发射信号4的卫星2。用以产生和发射信号的卫星设备一般用3表示。卫星设备3的结构不构成本发明的一部分，该结构的知识对于理解本发明不是必要的。因此对卫星2和卫星设备3不作进一步的讨论。只要说卫星2可以是当前所使用的GPS卫星就够了。
为了当前的讨论，将忽略信号4包含携带信息的数据，而且只考虑导航信号5调制在信号4的载波上。图2示出了由设备3发射的导航信号5的形状。在图2中，纵坐标表示的信号强度I，单位是任意的，横坐标表示时间t。导航信号5是以单个脉冲形式表现的，例如在劳兰-C系统中所使用的(曲线A)，或者导航信号5是以一序列的脉冲形式出现的(曲线B)，例如用于GPS系统中。图2示出的导航信号5是周期性地发射的，在上述系统中周期P是1ms(毫秒)。它表示在时间轴的tO瞬时每个信号周期开始发射，该时刻是非常准确地规定的，它是由系统的时钟控制的。
图3中的曲线A表示了在较大的时间尺度下的GPS导航信号5，这里只示出了该信号的第一部分。GPS导航信号5构成了包含预定的代码位数的伪随机噪声码。为了使码位与数据位相区分，通常称码位为“缺口”(chip)，每个缺口可以有两个可能的值，即+1或-1。在GPS系统中所说的预定数是1023。在下面各自的缺口将称之为C(1)，C(2)，……C(1023)。每一个卫星2都有由一组C(1)，C(2)，……C(1023)所规定的它自己的特征码。
在船1上的接收机10至少具有一个代码发生器，它可以使之产生对应具体卫星2的特征码的基准信号。通常，接收机10装备有一个存储器，多个卫星的特征码的信息存储在这个存储器上，所以，操作员只需指明那个卫星是他感兴趣的，而且接收机10的代码发生器将自动地产生对应所感兴趣的具体的卫星的特征码的基准信号(调整代码发生器)。
如上所述图3和图4示出了检测将称之为延迟时间τ0的信号4的传播时间的原理。图3的曲线A示出了作为由卫星2发射的导航信号5，也就是C(1)的开始与时间周期的开始时间t0相重合。因此，图3的曲线A也可以认作由接收机10的代码发生器产生的基准信号的体现。曲线B表示在接收机10的输入端11接收的导航信号5′(不存在噪声和多路径)，也就是C(1)的开始相对时间t0延迟了时间τ0。应当注意到在图3中载波和数据没有示出。
为了确定延迟时间τ0，与接收机10有关的未示出的控制装置提供了一个本地基准信号6，它和基准信号5相同，但是偏移了一个确定的偏移时间τ。这个本地基准信号6由图3的曲线C表示。
为了确定是否该(已知的)偏移时间τ等于该(未知的)时间延迟τ0，所说的控制装置将本地基准信号6与在接收机10的输入端11接收的导航信号5′相比较。更具体地说，控制装置6执行本地基准信号6和接收的导航信号5′的乘法运算，也就是本地基准信号6逐点地和接收的导航信号5′相乘。因此，该结果信号在图3中由曲线D表示，并且称之为乘积信号7，该结果信号被平均，也就是乘积信号7在足够大的时间内积分以便提供乘积信号7的平均值M(τ)。
乘积信号7只能取+1或-1的值，这取决于信号6和5′的值是否彼此相同或者不同。因此，乘积信号7的平均值M(τ)将是+1和-1间的一个值，由于乘积信号7的形状依赖于偏移时间τ，M(τ)的准确的值取决于偏移时间τ的选择值。由于导航信号5是伪随机码，对于偏移时间τ的大部分值，平均值M(τ)将几乎是零，如果偏移时间τ接近延迟时间τ0，平均值M(τ)将显著地不同于零。在理想的情况下，如果偏移时间等于延迟时间τ0，所说的平均值M(τ)将等于1。图3中的曲线E表示作为偏移时间τ的函数的平均值M(τ)的这个特性，这个函数称之为相关函数8。
预先已知相关函数8的准确的形状，并且取决于谈论中的卫星的具体的代码。在图3中的曲线E，所示形状是理想的三角形。三角形的宽W是已知的常数值，对于实际的意义，等于两倍的缺口的持续时间;因此，相关函数8完全由它的最大值的坐标(τ0)，M(τ0)所确定，这里的τ0是确定相关于时间周期开始的相关函数8的位置的相关参量。
它表明实际中的相关函数8不是图3的曲线E所示的理想的三角形，但或多或少是弯曲的、如图10所示，它取决于接收机的特性。
此外，它还表明，例如在劳兰-C系统中，在每个时间周期只有一个具有预定形状的导航信号脉冲而不是伪随机码被发射;如前面讨论的，导航信号脉冲本身可以替代相关函数8。
在下文中，结合在较大的比例上表示相关函数8的图4解释用于检测和确定传播时间τ0的在通常的接收机中的一般的方法，首先，对于偏移时间τ的第一个数值t1产生本地基准信号6，而且可以计算对应的乘积信号7的平均值M(t1)。其次，对偏移时间的第二个值t1+△t产生本地基准信号6，并且计算出对应的乘积信号7的平均值M(t1+△t)。在这里由△t表示的取样间隔是常数值。
从分别的M(t1)和M(t1+△t)数值可以计算出误差信号ε1＝M(t1)-M(t1+△t)。这个误差信号用以控制本地基准信号6的偏移时间，所以当随后对两个值t2和t2+△t计算出平均值M(τ)时，误差信号ε2＝M(t2)-M(t2+△t)小于ε1。这一公知的延迟锁定环(DLL)的过程是连续进行的，因此在实际中的任何具体的瞬时ε≈0，并且基于相关函数8的峰假设是对称的，可以根据下面的公式计算出传播时间τ0，τ0＝t1+1/2△t。
通常这个方法的严重缺点在于计算的传播时间τ0不足够精确，结合图5可以给以说明，图示的相关函数23的形状是相关函数24与相关函数25和26组合而成，相关函数24是用作通过视距接收的导航信号5′，相关函数25和26是用作通过反射而接收的导航信号5′。反射峰25和26的传播时间τ1和t2大于视距峰24的传播时间τ0，所示的他们分别的最大值A1和A2小于视距峰24的最大值A0。反射峰25和26的宽度W1和W2基本上等于视距峰24的宽度W0。
在通常的方法中，相关函数23的处理是当作不存在多路径的，也就是相关函数23是基于它是不失真的相关函数的假设而进行处理的。通常的方法，例如可以导致I(tx)和I(tx+△tx)满足误差信号ε的停止准则，而且传播时间τx可以按τx＝tX+1/2△tx计算，这将很明显地看出τx不等于视距峰24的传播时间τ0。
实际上，由于在有多路径的时候峰23是不对称的，用通常方法计算的时间τx甚至不是峰23的最大值位置的准确估算。为了在峰的较高位置上取样峰23，在通过减小△t的这方面改进通常的方法。这例如能导致I(ty)和I(ty+△ty)满足误差信号的停止准则，按照τy＝ty+1/2△ty计算传播时间τy，τy较接近峰23的最大值位置的估算，但是仍然不等于τO。
实际上，虽然对通常的方法进行改进，以致精确计算峰23的最高点，如图5中所示情形中得出正确的τO值用于通常的方法也是由于其内在的原因而不可能，在图5中可以清楚地看到，组合峰23的最大值相对视距峰24的最大值偏移了。
在图5中已表明这些峰表现的是理想的形式，也就是尖锐的峰顶，然而，如前所提示的，在实际中峰顶是弯曲的，这将引起相关于τ0的传播时间的计算数值的偏差进一步地增加。
本发明是基于存在多路径的情况下对导航信号5′和相关函数23的实际形状的数学上的理解。因此，根据本发明的一个方面消除了多路径的影响，或者至少使之减至最小，这是通过对接收的导航信号5′的相关函数23的完整的形状的测量，估算多路径引起的对相关函数的影响以及视距对相关函数的作用，和由计算出来的视距对相关函数的作用计算传播时间τ0。
在随后的讨论中将解释P(t)是表示导航信号5的一个函数，它对应存储在接收机10中的存储器中的基准信号。这里假设反射信号(多路径)Mac对接收的导航信号5′的相关函数23有影响;并且每个所说的反射函数Mac可以由函数xi(t)＝ai·p(t-τi)·cos(ωt+θi)表示，其中ai是下标为i的信号的幅度;
τi是下标为i的信号的迟延时间;
θi是下标为i的信号的相位;
ω是导航信号的载波信号的角频率。
然而，在有多路径的传播情况下，由接收机10所接收的实际的导航信号5′可以写作r(t)=Σi=0Macxi(t)+n(t)=Σi=0Macai·P(t-τi)·cos(ω t+θi)+n(t)]]>(1)这里的下标i＝0表示视距信号，而下标i＝1，2……Mac表示多路径信号。此外，n(t)表示噪声分量。
实际上信号xi(t)也被数据信号乘，它通过将该信号与估算数据信号相乘而使之除去。在该技术领域的普通技术人员很清楚，这是由于数据信号必须从通常的固有的延迟锁定环系统中除去。为了简化表示，数据信号在公式(1)中省略了。
可以观察到ai，τi，θi是公知的变量，这些变量用下标i来表示信号，而且它随时间而变化。根据最大值可能性估计理论，公知参数ai，τi，和θi的最好的估算 和 是那些数值，那些值求极小值L[S(t)]，求极小值定义为L ［s(t)］=∫OT［r(t)-s(t)］2dt]]>(2)这里的S(t)定义为 在实际中它表明，这里的信号是取样的，上面的积分运算可以由在一确定时间间隔所有的样品值的和所替代。
与以上等效的准则是L(S(t))的所有偏导数是零。可以看到这个准则将满足 这里的 {X}定义为对于X(τ)，τ的数值具有它的整体的最大Rx(τ)=2T∫OTr(t)·P(t-τ)·exp(-jω t)dt]]>是同相(实部)和正交(虚部)下变频相关函数，对应前面讨论过的实例的组合相关函数23;而且R(τ)是同相(实部)和正交(虚部)基准相关函数，对应在前面实例讨论过的正交函数8，所定义的相关函数将出现在实际的接收机中，并且对其归一化，以致在该峰的最大值是1而相位是0，如图3所示。根据本发明最好是在基准相关函数的测量时不存在噪声和多路径，而使用一个信号模拟器，以及这个形状作为基准相关函数存储在接收机的存储器中，例如以表格的形式或者以表示所说形状的函数的形式。
我们将可以清楚的看到，一旦方程(4)解出，本发明的目的就达到了，这是由于视距信号的延迟时间τ0可以认为是通过 准确计算而得的。然而，方程(4)为Mac的具体值表示了最佳参数 间的迭代关系。虽然使用迭代矩阵计算在理论上可以直接解方程(3)，这种逼近将花费很多计算时间，完全使用极快速的以及大型的昂贵的计算机系统使得实时实现仅仅成为可能。
根据本发明的更实际的过程里，参照图6描述对方程(4)的迭代计算。
在第1步骤101中，根据公式R0(τ)＝RX(0651)，第1峰相关函数R0(τ)逼近并等于RX(τ)。
在第2步骤102中，用以后要描述的一种方式计算出作为在R0(τ)中的最大峰的最佳值的参数 和 。
在第3步骤103中，根据公式 从RX(τ)中减去所说的计算的参数 和 的基值而输出第2个峰函数R1(τ)。
在第4步骤104中，计算的参数 和 作为R1(τ)中的最大峰的最佳值在第5步骤105中，根据公式 从RX(τ)中减去所说的计算的参数 和 的基值以得出第一峰相关函数R0(τ)的新的近似。
在第6步骤106中，计算出新的参数 和 作为在第5步骤中计算出来的新的近似RO(τ)中的最大峰值最佳数值。
第3，4，5和6步骤重复进行直至适当的停止准则201得以满足。对于适当的停止准则201的一个实例，所说的步骤可以重复预定的次数，例如是10。然而，也可能重复所说的步骤直到参数 和 根据预定的收敛准则收敛，这也是本领域普通技术人员所清楚的。证明得出好的结果的收敛准则检测在相继的两个迭代步骤间是否估算的延迟 和/或 的变化小于0.1毫微秒(ns)。
在这一点上，对于两个信号为接收的导航信号5′提供估算的基值 和 ，如 为同相/正交下变频相关函数RX(τ)提供的估算的基值R0(τ)和R1(τ)，如 假如对第三个信号的估算的基值被计算出来，根据公式 ，如在第七步骤107中，从RX(τ)中减去参数 和 的计算的基值以输出第三峰相关函数R2(τ)。
在第8步骤108中，计算的参数 作为R2(τ)中最大峰的最佳值在第9步骤109中，计算出的新的参数 作为
中的最大峰的最佳值。
在第10步骤110中，使用在第9步骤中计算出来的 计算出新的参数τ0，a0，θ0作为在 中的最大峰的最佳值。
在第11步骤111中，使用在第9步骤中计算的 和在第10步骤中计算的 计算新的参数 作为在 中的最大峰的最佳值。
重复第9，10，11的步骤直至停止准则202得以满足，它可以等效于停止准则201。
以模拟的方式，第4个峰的基值以及最初的三个峰的新的值可以迭代地计算。然后第5个峰值的基值以及首先的四个峰的新值可以迭代地计算，等等，这也是这个领域的普通技术人员所清楚的。
以不同方式描述，所有信号的基值不是从开始就同时计算的，但是仅有一个信号的基值首先计算，然后第2信号的基值加在其上，而且两个信号的基值是最佳的，然后加上第3个信号，而且所有三个信号的基值是最佳的，等等，可以连续进行这一过程直至所有的信号Mac+1的基值计算出来。然而，它表明在实际中实际出现的多路径信号的数目Mac事先是不知的，甚至不必是常数。因此，在上述过程的每个周期以后当M+1信号的基值被计算出来后，这里的M被认为是多路径基值的个数，如果M小于Mac，多路径误差不能充分地消除，否则，如果M大于Mac，增加了的噪声误差将被引进。所以为了解决这个问题，根据本发明，依次让M＝0，1，2……Mmax，最好解方程(4)，如前面所解释的，一旦适当的停止准则得以满足，就停止这个迭代处理过程，或者当M＝Mmax，不论哪一个首先出现。为了防止计算时间太长，Mmax是用于迭代处理过程的作为一个上限的预定的固定的数值。适当的数值例如Mmax＝3或Mmax＝4。
这已表明，在上述描述的过程中，第一个计算的峰最好是具有下标0，反之，先前的下标0是用以指示视距峰的，而该峰不必对应首先计算的峰。在下面，将再次用下标0指示视距的峰。它表明，在上述过程完成以后，对应视距峰的一组参数很容易识别出来，这是由于它是有 最小值的一组参数。
一旦检测到误差增加，所说的迭代处理就能停止，如由公式(5)的适当的停止准则表示的SRP(M)≤SRR(M-1)然后，挑选对于M-1所得到的参数值作为最佳值。
在公式(5)中，根据 定义为信号-残留比。在根据公式(7)估算了所有的参数后，这里的V(M)定义为残留的偏差。
这里的D是延迟窗口，也就是延迟间隔，该间隔包含视距相关峰和多路径干扰的峰。实际上，D的适当的长度是两倍的缺口的延续时间，适当的D的位置是这样的，以使得估算的视距相关峰基本上位于D的中心，或者位于D的最先的一半之内。这是由于仅仅在延迟值大于视距相关峰的延迟值时多路径基值是可预计的。
这还表明了在实际中同相/正交下变频的相关函数RX(τ)被取样，所以公式(7)的积分运算可用和的运算所代替。
作为另一个停止准则，可以用公式(8)代替公式(5)SRR(M)≥δ这里的δ是适当的阈值，例如可以选择它等于具体的信号-噪声比SNR，而SNR恰恰可以导致能接受的误差另一个停止准则可以由公式(9)表示 这里的max(lresl)定义为在间隔D残留函数res的最大值的绝对值，res定义为 在简单地实施本发明时，已经证明在大多数实际情况下，Mmax选择等于1的一个固定的数，可以产生足够好的结果。在这种情形下，对于两个最强的峰，即视距峰和最强的反射峰的近似的参数值计算出了。只有在两个或多个反射峰的强度几乎是相同的情况下剩余误差才是实际重要的。
在下面将描述计算参数 作为相关函数Ri(τ)中的最大峰的最佳值的最佳过程，象参照例如步骤102所描述的那样。
首先是要确定所说的相关函数的复合取样的那一个为[Re(Ri(τ))]2+[Im(Ri(τ))]2提供了最大值。所对应的延迟将称为τmax。换言之τmax＝ (max)/(τ) {[Re(Ri(τ))]2+[Im(Ri(τ))]2} (11)从所说的一个取样并根据公式(12)估算相位 一旦知道了该相位，为了根据公式(13)获得固有的调制信号，该相位将用以在输入信号上做相位旋转。
因此该获得的相位调制信号用以估算延迟和幅度。
可以用各种方法估算峰的延迟 。在下面将讨论两种基本不同的方法。
首先可以使用峰的所有的取样，以及计算这些取样的内差值，这是为了得到或多或少峰的形状的连续的表现。然后，使用Newton-Raphson方法的公知的分析方法计算最大值的位置。如果取样间隔满足奈奎斯特准则的话，这个方法提供相关于噪声偏差最佳的延迟估算。
其次，它也可以仅使用峰的小量的取样。这种方法是基于事先要知道峰的形状，并且最好是根据本发明，这是由于它比先前描述的方法要快得多。所说的取样的数目象2这么小，下面结合图7进行讨论。
图7A示出了一个相关函数，它可以和图4中相关函数8相比较。峰的延迟用τ0表示，这个函数的取样A和B表示采用两个不同的延迟时间t1和t2，取样间隔△τ将t1和t2分隔开来，以致t2＝t1+△τ，测量的相关大小R′i(t1)和R′i(t2)分别用R1和R2表示。
在下面，恰恰处在t1和t2中间的延迟用τO表示，以致t1＝τC-1/2△τ和t2＝τC+1/2△τ。
另外，tC的距离用τx表示，以致t1＝τ0-τx- 1/2 △τ和t2＝τ0-τx+ 1/2 △τ。由于τ0和△τ是常数，很明显测量的相关的数值R′i(τC- 1/2 △τ)和R′i(τC+ 1/2 △τ)可以看作是τx的函数。
用测量的相关数值R′i(τC- 1/2 △τ)和R′i(τC+ 1/2 △τ)计算形状参数f，它是用公式(14)定义的。
f(τx)=R(τo-τx+12Δτ)-R(τo-τx-12Δτ)｜R(τo-τx+12Δτ)｜+｜R(τo-τx-12Δτ)｜]]>(14)
因此，f也是τx的函数，在图7B中用曲线表示f(τX)，垂直轴用任意的单位。很明显，在围绕最大值的一定的范围内f是连续下降的函数，它表明在每个τx的值与每个f的值之间是1∶1的关系。函数f(τ)的形状依赖于相关函数的形状，接收机的特性曲线和△τ的大小。如前所述，由于可以事先为每个接收机建立相关函数的形状，也可以事先计算出函数f(τ)，计算出反函数f-1，和将该反函数存储在接收机的存储器中，例如作为一个表格或者多项式表示的形式。
在运算期间，根据公式(14)，峰的两个取样值R′i(τC- 1/2 △τ)和R′i(τC+ 1/2 △τ)用来计算f。使用存储的反函数f-1，接着计算τx。
于是，τ0估算为最好是t1和t1+△τ尽可能选择接近峰。尤其是在峰的对面，这是由于它将产生最精确的结果。
作为另一个，可以根据公式(15)定义f。
f=R(τc+12Δτ)R(τc-12Δτ)]]>在另一个实施例中，使用4个取样值，这里的f可以根据公式(15a)和15(b)定义
f(τx)=R(τo-τx+32Δτ)-3R(τo-τx-12Δτ)+3R(τo-τx+12Δτ)-R(τ0-τx+32Δτ)N]]>(15A)orf(τx)=R(τo-τx-2Δτ)-2R(τo-τx-Δτ)+2R(τo-τx+Δτ)-R(τ0-τx+2Δτ)N(15b)]]>这里的N是规一化参数，等于一些测量值的绝对值的和。例如，N＝｜R(τ0)｜或者N＝｜R(τ0- 1/2 △τ)｜+｜R(τO+ 1/2 △τ)｜。
在理论中，由于差分运算起到类似的解卷积，减小脉冲的宽度和使叠的脉冲变得更分离，那种三阶差分方法提供了对多路径不敏感的优点。另一方面，在接收机中的不精确性。尤其是在本地基准信号中，将更严重地影响实现结果的精确性。
作为另一个公式(13)，它可以根据例如公式(13a)或(13b)使用不相干的解调信号R′i(τ)=［Re(Ri(τ))］2+［Im(Ri(τ))］2]]>(13a)R′i(τ)=［Re(Ri(τ))］2［Im(Ri(τ))］2(13b )]]>在信号中最大峰的幅度 的估算的最快方法是简单地选择最大的取样值作为幅度的估算。引起的误差可实现可接受的那么小，例如通过选择△τ任意的小。也可以尽可能使用延迟 对上面所述进行计算以控制取样装置，以致峰的取样恰恰发生在(很接近)峰的计算的顶端。
为了估算幅度，也可以尽可能地使用类似上述的有关延迟的技术。规一化峰形状函数g可定义如下g(τ)= (R(τ))/(R(τo)) (15)使用一个测量的幅度取样x和估算的延迟 作上述的方法计算，根据下面的公式可以估算出幅度。
作为另一个，可以使用峰的二阶导数，根据g(τx)= (R(τo-cx-Δτ)-2R(τo-τx)+R(τo-τx+Δτ))/(N) (17)以及按照象前面描述过的有关公式(15)的类似方法进行。
本发明的有利影响将结合图8通过对实例的讨论给予说明。
标准的GPS天线放置在大的建筑物的底座(或最下部)的任意位置上，在某些时间期间接收GPS的导航信号。这个信号同时在两个接收机中处理，第一个接收机是标准的GPS接收机，根据参照图4所讨论的原理工作，然而，另一个接收机按照本发明的原理进行工作。Mmax选择等于1，当在两个相继的迭代步骤间 的变化小于0.1ns，或者10个迭代步骤之后，不论那一个先发生，该迭代将被停止。(复合)取样的数目是20。取样间的距离，一个缺口持续时间的1/2。用作最初的10个取样，一个缺口持续时间的1/10用作随后的10个取样。公式(14)用于f。积分时间是1秒。
图8示出了两个接收机计算出的视距峰的延迟时间τ0的起伏δT，根据公式δL＝Cδτ被转换成距离测量δL，并相对时间t描绘出来。在时间t＝0时，计算的值用作基准值，并且设为零(0);在图8中t＞0时所描绘的值是计算的，并且是从基准值中减去的值。
实线表示在标准的GPS接收机的计算中发生的起伏。由于多路径，该计算的距离测量的起伏的极端值间相距是60米，而标准的计算距离测量的偏差是大于10米。
根据本发明的原理产生的第二接收机出现的起伏由虚线表示，虽然，可能是由于噪声，计算的距离测量仍然是起伏的，极端值仅相距5米，而误差的标准偏差减小到1.1米，即改进因数为10。
下面，将结合图9详细描述本发明的处理装置30的典型实施例。
如上所述接收机10包含一个输入端(天线)11用以接收导航信号4。接收的信号4传送到处理装置30的输入端31，输入端31耦合到乘法器34的输入端35。它已经表明，如果需要，在传送给乘法器34的第1输入端35前，接收的信号4可以被放大和/或下变频为一个预定的中频，并且然后对其数字化。这是该技术领域的普通技术人员所知道的;为了简化的缘故，放大装置，下变频装置和数字化装置在图9中没有表示出来。
处理装置30包含用以产生频率为ω的信号的信号发生器32，发生器32的一个输出端耦合到乘法器34的第2个输入端36。在乘法器34中接收的信号4被解调，而且解调的接收的导航信号5′提供在乘法器34的输出端37上。
它已表明将被处理的信号被处理成复合信号，为了这个原因发生器32实际上至少具有两个输出，提供的一个信号可以称为Cos(ωt)，提供的另一个信号相对第1个信号具有π/2的相位差，这个信号可以称为Sin(ωt)。该Cos(ωt)信号用来处理接收的信号的实(同相)部，相反Sin(ωt)用来处理接收的信号的虚(正交)部。两种处理过程原理上是相同的。因此，为了简化的缘故，在图9中仅示出了发生器32仅一个输出端33，而且所说的输出信号的组合在以后将称之为exp(jωt)，这是该领域的普通技术人员所清楚的。
处理装置30有N多个乘法器401，402，403……40N下面称作乘法器40k，在由1至N的间隔，k是一个整数，这里的N对应对接收的导航信号5′取样的次数。每一个乘法器40k具有第1输入41k，第2输入42k，和一个输出43k。乘法器40k的每个第1输入41k被耦合到乘法器34的输出端37上，以接收解调的接收的导航信号5′r(t)·exp(jωt)。
处理装置30有N多个积分器45k。每个积分器装置45k有一个耦合到相关乘法器40k的输出43k的一个输入46k，和耦合到数字信号处理器50的输入51k的一个输出47k，它可以是一个计算机这是本技术领域的普通技术人员所清楚的。积分器装置45k安排用以在预定的周期T期间将在它的输入46k接收的取样信号求和，并将该求和运算结果送到它的输出47k，然后从零重新开启新的求和运算。
数字信号处理器50具有耦合到精确时钟装置54的输出56的时钟输入52。另外，数字信号处理器50具有控制输出55，它用以可控驱动本地基准信号发生器60，发生器60具有提供本地基准信号6的输出63。本地基准信号发生器60有耦合到存储器62的基准输入61，在存储器中储存了有关导航信号5的特征代码的信息，这正像前面所述的。虽然在图9中没有示出，存储器62包含有关不同卫星的多个特征代码，而本地基准信号发生器60可以选择接收仅一个所说代码的信息，那就可选择地调谐到预定卫星的导航信号，这也是该领域普通技术人员所清楚知道的。
处理装置30包含N-1多个延迟装置701，702，703……70N-1，在以后称之为延迟装置70n，n在1至N-1的间隔中是整数。每个延迟装置70n有一个输入71n和一个输出72n，该装置安排用以在它的输出72n提供延迟超过了延迟时间Dτn的在它的输入端71n接收信号的复制样板。在一个实施例中，所有的延迟装置70n提供相同的延迟时间Dτ。这些延迟装置串接，以致延迟装置70n的输入71n耦合到先前的延迟装置70n-1的输出72n-1。第一个延迟装置701的输入711耦合到本地基准信号发生器60的输出63，它还耦合到第1乘法器401的第2个输入421。每个延迟装置70n的输出72n耦合到相关的乘法器40n+1的第2个输入42n+1数字信号处理器50被偏程以驱动本地基准信号发生器60与由时钟装置54规定的时间周期准确地同步。然而，正如后面解释的，数字信号处理器50可以偏移本地基准信号6的第一个缺口C(1)的开始相对时间周期的开始t0以一定的偏移τb，于是，每个乘法器40k在它的第2输入42k接收本地基准信号6，该信号相对时间周期的开始tO超过偏移时间τk。
根据公式ck=τb+Σn=1k-1Dτn]]>
这个偏移的本地基准信号6可以表示为pk(t)＝p(t-τK)在它的输出43k，每个乘法器40k提供乘积信号7，它可以表示为r(t)·exp(jωt)·p(t-τK)因此，每个积分器45k在它的输出47k提供一个信号，它表示为1T∫t=oTr(t)·exp(jω t)·P(t-τk)]]>而且它在同相/正交下变频相关函数RX(τ)的τ＝τk处选定取样。
所说的取样在每个积分周期T后被刷新，并且在它的多个输入51k由数字信号处理器50读出。编程的数字信号处理器50计算方程组(4)，最好是用结合图6描述过的迭代步骤，在这步骤中实现了在它的输入51k读出所说的取样。在GPS系统的情况下，所选择的积分周期T最好不超过10毫秒，这是为了得到适当的数据估算。然而，这不意味着数字信号处理器50计算整个方程组(4)绝对必须每次是10毫秒，这里只是电离层的变化起了重要的作用。对于计算方程组(4)每秒一次或者甚至常常是每次更少的时间。
更具体地说，在一个GPS系统的情况中，用通常的方法估算载波相位可以是每10毫秒一次。从这个估算的相位，可以确定本地发生器的数据和频率的偏差。因此这个确定的频率偏差用以控制信号发生器和代码发生器的频率，以致他们的频率误差基本保持为零。以相位跳动形式出现的计算的数据通过将相关取样乘以估算的数据比特，以便从相关取样中除去该数据，这以后被乘的相关取样可以在1秒或更长些的时间内取平均值。为了获得相位和延迟的精确的估算，每秒一次或者甚至常常是每次更少的时间足以能计算方程组(4)。
根据计算的相位和延迟的估算，数字信号处理器50控制发生器32和本地基准信号发生器60，发生器60最好包含数字控制的振荡器。更具体地说发生器32被控制，以致 近似为零。通过修正偏移τb，本地基准信号发生器60是以使峰保持在延迟窗口D的范围内的方法受到控制。另外，可能以这样的方法控制本地基准信号发生器60，即接收信号相关函数的最大值相位为零。对于更多的信息，涉及到Spilker，他描述了跟踪环和延迟锁定环，它们被设计用以确保样品中的一个与估算的视距峰的顶端相重合，而另外两个样品处在所说峰的对称的周围。
数字信号处理器50还有一个数据输出59，它用以馈送计算的估算值给适当的显示装置，诸如绘图器，打印机或CRT，和/或给诸如这个领域公知的计算机存储器那样的适当的存储装置。实际上，该结果馈入计算机，该计算机也接收用于一些其他的发射机的估算结果，这是为了能够计算接收机的准确的位置。这些计算与现存的接收机进行的计算相同。
为了完善的缘故，它表明在实际中有两个乘法器34，在他们各自的第2输入端36处首先第一个接收信号Cos(ωt)，第二个接收信号Sin(ωt)，以致他们各自的输出端37分别提供同相导航信号5′和正交导航信号5′。此外，它还表明装置40;45和70的电路的双重出现，以便分别处理同相导航信号5′和正交导航信号5′。
我们将很清楚已描述的本发明的实施例在不离开本发明的范围或权利要求的范围的情况下本领域的普通技术人员可以修改和改进之。例如，在这种情况下足以能够仅处理接收信号的实(同相)部，公式(4)简化成公式(4A) 此外，只要用于f的函数是连续地递减或递增函数，就可以同其他的适合函数作为已描述过的形状参数f和g。
权利要求
1.在包含发射机和接收机的信号传输系统中，在所说的接收机内用以处理信号的方法包括下列步骤接收信号；解调接收的信号；在多个时间τ处获取解码的接收的信号的取样RX(τ)；计算多路径引入的对解调的接收信号的基值的估算，从解调接收的信号中减去所说的多路径引入的基值以获取视觉基值距对解调的接收信号的估算，和计算在发射机和接收机间信号传播所用的传播时间τo，所说的传播时间τo是从计算后的视觉基值距中对所说的解调的接收信号经计算得到的。
2.在包含发射机和接收机的信号传输系统中，在所说的接收机内用以处理信号的方法包括如下步骤接收信号;解调接收的信号;提供基准信号;为了获得相关函数，用基准信号对接收的信号进行相关运算;在多个时间τ处得到相关函数的取样RX(τ);计算多路径引入基值对相关函数的估算;从相关函数减去估算的多路径引入的基值以获得对相关函数的视觉基值距的估算;和计算在发射机和接收机间信号传播所用的传播时间τO，所说的传播时间τO是从计算的视觉基值距中对相关函数的进行计算而得到的。
3.根据权利要求2所说的方法，其特征是所述估算步骤中还包含参数 和 的计算步骤，表示如下 在这里的Rx(τ)=2T∫OTr(t)·P(t-τ)·exp(-jω t)dt]]>中R(τ)是基准相关函数; 和 分别是ai，τi和θi的估算值。
4.根据权利要求2所说的方法，其特征在于所述的估算步骤中还包括表示如下的参数 和 的计算步骤 这里的 R(τ)是基准相关函数; 和 分别是ai，τi和θi的估算值;
5.根据权利要求3所说的方法，其特征是这里的基准相关函数在没有噪声和多路径的情况下，使用信号摸拟器测量出来的，而且这里的测量的基准相关函数的形状例如是以表格的形式或以表示所说形状的函数的形式存储在接收机的存储器中。
6.根据权利要求2所说的方法，其特征是这里的估算步骤还包括执行如下的步骤a)计算参数 和 作为RX(τ)中的最大峰的最佳值;b)根据下列公式从RX(τ)中减去所计算出的参数τO，aO和 和 的基值R1(τ) c)计算参数τ1，a1，θ1作为R1(τ)中的最大峰的最佳值;d)根据下列公式从RX(τ)中减去计算的参数τ1，a1，θ1的基值以得出RO(τ)的新的近似值， e)计算新的参数 作为在步骤(d)中计算的新的近似值RO(τ)中的最大峰的最佳值;和f)重复步骤(b)，(c)，(d)，(e)，直到满足适当的准则。
7.根据权利要求6所说的方法，其特征是这里的步骤(b)，(c)，(d)，(e)重复预定的次数。
8.根据权利要求6所说的方法，其特征是这里的步骤(b)，(c)，(d)，(e)重复直到 和 至少一个参数与预定的收敛准则相符合。
9.根据权利要求6所说的方法，其特征是在这里为了估算对第3个信号的作用，执行下列步骤g)根据下列公式从RX(τ)中减去计算的参数 和 的基值以得出 ， h)计算参数 作为R2(τ)中的最大峰的最佳值;i)计算新的参数 作为在 中的最大峰的最佳值;j)象在步骤(i)中的计算，使用参数 计算新的参数 作为在 中的最大峰的最佳值;k)象在步骤(i)中的计算，使用参数 计算新的参数 作为在 中的最大峰的最佳值;和l)重复(i)，(j)，(k)步骤，直到停止准则得以满足。
10.根据权利要求2所说的方法，其特征是根据 从所说的峰的一个取样Ri(τmax)估算峰的相位 ，最好但不是必须在或者接近该峰的顶端。
11.根据权利要求2所说的方法，其特征是还包括事先计算函数f(τX)的步骤，这里的反函数f-1计算和存储在接收机的存储器中。
12.根据权利要求11所说的方法，其特征是这里的函数f(τ(X))定义为f(τx)=R(τo-τx+12Δτ)-R(τo-τx-12Δτ)｜R(τo-τx+12Δτ)｜+｜R(τo-τx-12Δτ)｜]]>
13.根据权利要求11所说的方法，其特征是这里的函数f定义为f=R(τc+12Δτ)R(τc-12Δτ)]]>根据权利要求11所说的方法，其特征是这里的函数f定义为f(τx)=R(τo-τx+32Δτ)-3R(τo-τx-12Δτ)+3R(τo-τx+12Δτ)-R(τ0-τx+32Δτ)N]]>这里的N是规一化参数。
14.根据权利要求11所说的方法，其特征是这里的函数f定义为f(τx)=R(τo-τx-2Δτ)-2R(τo-τx-Δτ)+2R(τo-τx+Δτ)-R(τ0-τx+2Δτ)N]]>这里的N是规一化参数。
15.根据权利要求14所说的方法，其特征是这里的N等于一些测量值的绝对值的和，例如N=｜R(τo)｜orN=｜R(τo-]]>1/2 Δτ)｜+｜R(τ0+ 1/2 Δτ)｜
16.根据权利要求2所说的方法，其特征是这里的取样RX(τ)是同时获得的。
17.处理信号的装置包括数字信号处理器;产生具有频率为ω，表示为exp(-jω)的信号的发生器，该发生器由数字信号处理器控制。第一乘法器具有第一输入端和第二输入端，第一输入耦合到接收导航信号，第二输入耦合到发生器的输出端;多个N第二乘法器，第二乘法器的每一个具有耦合到第一乘法器输出的第一输入端;多个N积分器装置，每一个积分器装置耦合到相关的第二乘法器输出的输入端以及耦合到数字信号处理器输入的输出端;本地基准信号发生器耦合到数字信号处理器的控制输出端，并且至少具有一个输出端提供本地基准信号;多个N-1延迟装置，每一个延迟装置具有一个输入端和一个输出端，每个输出端连接到相关的第二乘法器的第二输入端;这里的所说多个延迟装置的第一个的输入端耦合到本地基准信号发生器的输出端和所说的多个第二乘法器的第一个的第二输入端，并且这里的另一个延迟装置的输入耦合到先前的延迟装置的输出。
全文摘要
描述的处理信号的方法和装置，在这里计算一个解调的导航信号的多路径基值估算值，以及从所说的解调后的导航信号中减去该估算值获得解调后的导航信号的视觉基值距的估算，并且传播时间τ
文档编号H04B7/005GK1113619SQ9412018
公开日1995年12月20日 申请日期1994年11月23日 优先权日1993年11月24日
发明者R·D·J·范尼 申请人:诺瓦特尔通讯有限公司