多址数字发送器和接收器的制作方法

专利名称：多址数字发送器和接收器的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信系统，更具体地讲，是涉及用在通信系统中的宽带收发器。
通信系统的发送器和接收器通常被设计成调谐发送和接收多重信号中的一种，这种多重信号具有变化范围很大的带宽并可以落在一个具体的频率范围内。本领域的技术人员明白这些发送器和接收器分别在一个期望的频带内发射或截获电磁辐射。通过使用几种包括诸如一个天线，一个波导，一个同轴电缆和一个光纤的设备，可以分别从发送器输出电磁波，或把电磁波输入到接收器。
这些通信系统发送器和接收器可以具有发送和接收多重信号的能力；但是，这样的发送器和接收器通常使用针对要发送或接收的具有不同频率或带宽的相应信号双重备份(duplication)的电路。由于增加了与建立完全独立的、用于通信信道的发送器和/接收器有关的费用和复杂度，这种电路双重备份(duplication)不是一种最优的多信道通信单元设备体系结构。
一种可选的发送器和接收器体系结构可以是这样的，即该结构应当能够发送和接收具有期望的多信道带宽的信号。这种可选的发送器和接收器可以使用一个数字转换器(例如，一个模-数转换器)，该转换器以足够高的采样速率进行操作，保证能够根据奈奎斯特准则把具有期望带宽的信号加以数字化(例如，以等于待被数字化的带宽的至少两倍的采样速率进行数字化转换)，接着，最好使用数字处理技术对数字化信号进行预处理或后处理以便在数字化带宽内区分多个信道。
参照

图1，图中给出了一个现有技术中的宽带收发器100。射频(RF)信号被天线102接收，经过RF转换器104加以处理并由模-数转换器106加以数字化。数字化的信号经过离散富立叶变换(DFT)108，信道处理器110的处理并从信道处理器110到达蜂窝网和公共交换电话网(PSTN)。在发送模式下，从蜂窝网接收的信号经过信道处理器110，反向离散富立叶变换(IDFT)114和数-模转换器116加以处理。接着在RF上变频器118中对来自数-模转换器116的模拟信号进行上变频并从天线发射出去。
这种可选类型的通信单元的缺点是通信单元的数字处理部分必须具有足够高的采样速率，以保证在接收电磁辐射的最大带宽上满足奈奎斯特准则，其中最大带宽等于构成复合接收电磁辐射带宽的各单独通信信道的总合。如果复合带宽信号足够地宽，则通信单元的数字处理部分费用很高并且消耗大量的功率。另外，由DFT或IDFT滤波技术产生的信道通常必须彼此相邻。
需要一种发送器和接收器，这种发送器和接收器象上面描述的那样，能够用相同的发送器或接收器电路在对应的信道内发送和接收多重信号。但是，这种发送器和接收器电路最好能减少与上述收发器体系结构有关的通信单元设计约束。如果能够开发这样的发送器和接收器体系结构，则该结构会比较理想地适用于蜂窝无线电话通信系统。蜂窝基站通常需要在一个宽的频带(例如，824兆赫到894兆赫)内发送和接收多个信道。另外，对蜂窝基础设施和用户设备厂商的商业压力促使这些厂商寻求降低通信单元费用的途径。类似地，这样一种多信道发送器和接收器体系结构会很好地适用于个人通信系统(PCS)，其中上述PCS将使各基站拥有更小的服务区域(与其对应的蜂窝服务区域相比)并且需要相应更大量的基站以覆盖给定的地理区域。购买基站的公司会希望用不太复杂且费用降低了的单元建立整个其授权服务区域。
作为设计共享相同模拟信号处理部分的多信道通信单元的结果，蜂窝和PCS厂商可以获得另外一个好处。传统的通信单元被设计成按照单信息信号编码和信道化标准来进行操作。相反，这些多信道通信单元包含一个数字信号处理部分，在生产过程中或在安装完成后的现场上根据需要可以通过软件对该部分重新编程，使得这些多信道通信单元可以根据几种信号信息编码和信道化标准中的任何一个进行操作。
传统的通信系统设计的另一个缺点是与通信系统有关的硬件通常专用于一个单址方法(即，高级移动电话服务(AMPS)，窄带高级移动电话服务(NAMPS)，美国数字蜂窝(USDC)，个人数字蜂窝(PDC)和类似的通信接入方法)。为了提供多址，即通过任一接入方法接入到通信系统，需要大量费用很高的硬件重复。因而，需要一种提供多址但不显著增加所需的硬件数量和相应的费用的通信系统。
数字信号处理正在逐渐成为许多信号处理应用中最优的实现。经过改进的高速低费用数字信号处理器(DSP)，和其它具有数字电路的更大的灵活性和精确度的数字电路单元促使把许多信号处理应用从模拟环境转换到数字环境。虽然提供了上述的和其它的优点，但是数字信号处理免不了有一些缺陷。例如，某些应用，尤其是在射频(RF)通信领域中的应用，天生就是模拟的。RF应用的信号处理经常需要把模拟信号，例如RF或中频(IF)信号转换成数字信号，并且类似地需要把数字信号转换成模拟信号。这样的应用的一个例子是象在共同授权的美国专利应用第08/366,283号中示出并描述的那样的宽带数字收发器，在本文中参考引用了该专利应用中的公开内容。
在包含用宽带数字收发器实现的许多数字处理应用中，必须把信号精度从高精度水平转换到低精度水平。例如，表示成32个信息位的信号可能要被缩减为被表示成16个信息位的信号。这是因为某些诸如数-模转换器(DAC)的数字处理单元的处理能力有限。但是在进行这种转换时会有信息损失。在上述的例子中，大家会理解在给定的数据速率下32个位比16个位能表示更多的信息。这种信息损失的结果是量化噪声。
噪声经常分布在整个奈奎斯特带宽上，并且单位赫兹的噪声功率是很小的。但是噪声信号经常在预定(discreet)的频率上出现，如第二和第三信号谐波那样，引起严重的问题。
为了克服噪声固定在(dwelling)特定的频率上的问题，建议在信号中引入经常被称作高频脉动的伪随机噪声。在美国专利第4,901,265，4,95 1,237，5,073,869，5,228,054和5,291,428中给出了一些高频脉动技术。高频脉动的主要缺点是需要提供伪随机噪声产生器电路，该电路通常是复杂的，并使应用实现困难且费用很高。
因而，需要一种在不显著增加数字信号处理电路的费用和复杂度的情况下减少量化噪声的方法和装置。
使用数字技术实现无线通信系统有一些优点。例如，这些优点有增强的系统容量，减少的噪声和减少的硬件与相应的功耗。数字无线通信系统的前题是需要把接收的模拟无线信号数字化。众所周知的奈奎斯特准则指出以大约两倍于模拟信号带宽的速率可以以最小的差错率完成这种数字化。在美国专利第5,251,218号中，公开了一种在现有技术中常见的根据上述原理对模拟射频信号进行数字化的方法。然而应当理解，由于无线信号占据了大部分带宽，需要能够以非常高的采样速率进行操作的ADC。这样的设备在其可用的范围内是昂贵的并且经常出现性能下降，即在以高采样速率进行操作时具有显著的扭曲并增加了功耗。
分配给无线通信系统的频谱相对数字化而言通常是太宽了。但在某些无线通信系统中，虽然期望的信号占据了大部分带宽，但所感兴趣的信号并没有占据所有的带宽。例如，在蜂窝无线电话通信系统中，通信带宽不是连续的。例如蜂窝A带被分配了12.5兆赫(MHz)的带宽。但是在频谱上整个A带在两个不连续的部分中占据了22.5MHz的带宽。根据奈奎斯特准则，为了对A带进行数字化，应当需要一个能够以至少为45MHz或45兆个样本每秒(Ms/s)的速率进行操作并且在56Ms/s的速率上更为可靠的ADC。把信号分割两个更小的段允许以较低的采样速率使用多个ADC。使用多个ADC具有需要更多的硬件的缺点。并且其中的时钟频率和高阶谐波不可避免地落在被数字化的信号的频带内。另一个缺点是数字数据处理需要进行滤波，插入，补偿频带重叠并累计所得到的多重数字信号。
所以，需要一种对不需要高采样速率的宽带频带信号进行数字化，并且不显著增加通信系统所需的硬件数量的设备。
以下参照附图对本发明的几个最优实施例所进行的详细描述可以理解本发明的许多优点和特性，其中图1是现有技术的多信道收发器的模块图；图2是表示基于本发明的一个最优实施例的多信道接收器的模块图；图3是表示基于本发明的一个最优实施例的多信道发送器的模块图；图4是表示基于本发明的一个最优实施例的多信道收发器的模块图；图5是表示基于本发明的一个最优实施例的，图2所示的并且被加以改进以提供单信道扫描的多信道接收器的模块图；图6是表示基于本发明的另一个最优实施例的多信道收发器的模块图7是表示基于本发明的另一个最优实施例的多信道收发器的模块图；图8是表示在基于本发明的一个最优实施例的多信道收发器中的数据传递的模块图；图9是表示在基于本发明的另一个最优实施例的多信道收发器中的数据传递的模块图；图10是表示在基于本发明的另一个最优实施例的多信道收发器中的数据传递的模块图；图11是表示用于图5的多信道发送器并且基于本发明的一个最优实施例的数字转换器模块的模块图；图12是表示基于本发明的数字下变频器的一个最优实施例的模块图；图13是表示基于本发明的数字上变频器的一个最优实施例的模块图；图14是表示一个适用于本发明的数字上变频器的上变频器的模块图；图l5是表示一个适用于本发明的数字上变频器的调制器的模块图；图16是表示一个用于本发明的数字上变频器的最优实施例上变频器/调制器的模块图；图17是表示基于本发明的信道处理器卡的一个最优实施例的模块图；图18是表示基于本发明的信道处理器卡的另一个最优实施例的模块图；图19是说明基于本发明的一个最优实施例的扫描过程的流图；图20是表示基于本发明的一个最优实施例的量化电路的模块图；图21是表示一个用于图20所示的量化电路的滤波器的转移函数；图22是在频谱上说明基于不采用本发明的截断的量化噪声的图例；图23是在频谱上说明图20的量化电路的性能的图例；图24是表示基于本发明的一个最优实施例的宽带频率信号数字变换器的模块图；图25是表示基于本发明的另一个最优实施例的宽带频率信号数字变换器的模块图；图26是表示基于本发明的另一个最优实施例的宽带频率信号数字变换器的模块图27A-27B在频谱上说明了基于本发明的一个最优实施例对宽带频率信号所进行的处理；图28-28H在频谱上说明了基于本发明的另一个最优实施例对宽带频率信号所进行的处理；图29是表示基于本发明的一个最优实施例的分割频带数字变换器的模块图；图30A是分割频带信号的频谱表示；图30B是图2A中所示的分割频带信号在根据本发明的一个最优实施例进行转换后的频谱表示；图30C是图30B中所示的分割频带信号在根据本发明的一个最优实施例转换成数字信号后的频谱表示；图31是说明根据本发明的一个最优实施例对分割频带信号进行数字化的方法的流图。
本发明涉及一种具有高灵活度和高冗余度，并且特别适用于蜂窝或PCS通信通信系统的宽带多信道发送器和接收器(收发器)。该收发器为多重天线提供支持，该天线用于扇区化蜂窝操作，分集接收，冗余备份或者最好是完成所有这些功能的组合，并且具有增加的用户容量和降低的费用。本发明的收发器通过一种具体的体系结构来完成这些和许多其它的功能，该体系结构通过引入真正的数字处理和动态设备共享(DES)来增强性能。
本发明还提供了没有很多硬件重复的多址。基于本发明的收发器引入了可编程数字下变频器(DDC)和可编程上变频器(DUC)。也就是可以对各个DDC和DUC进行编程以提供不同的抽取/插入比，从而兼容具有不同信号格式和带宽的接入方法。但是，DUC的可编程性并不能完全为多址提供。所以，本发明的DUC也引入了一种统一的硬件结构，该结构提供调频和正交(I和Q)上变频，并且没有多少硬件重复和相关费用。
参照图4，这里给出一个基于本发明的一个最优实施例的收发器400。为方便讨论，分别讨论收发器400的宽带多信道数字接收器和发送器部分200和300的最优实施例。并且，为了提供一个本发明的最优实施，提供了一个在蜂窝射频(RF)频带可以操作的收发器。但是应当理解可以轻易地把本发明改成为任何包含PCS和类似频带的RF通信频带提供服务。
参照图2，这里给出了一个基于本发明的一个最优实施例的宽带多信道数字接收器(接收器)部分200。接收器200包含多个天线202(天线1，3，…，n-1)，该天线分别被连接到多个把在天线202接收的RF信号转换成中频(IF)信号的射频混频器204。应当理解含有相应的信号处理单元，而该单元至少包含预处理接收的RF信号，隔离感兴趣的特定RF频带并把RF信号混合成期望IF信号的滤波器，放大器和振荡器。
IF信号接着被传递给对感兴趣的整个频带进行数字化的多个模-数转换器(ADC)210。现有技术的宽带接收器曾经有的一个缺点是需要ADC完全且精确地对整个频带进行数字化，并且以非常高的采样速率进行操作。例如，蜂窝A和B频带占据了RF频谱的25兆赫(MHz)。根据众所周知的奈奎斯特准则，精确地使用单个ADC对整个蜂窝频带进行数字化需要一种能够以超过50MHz(或50兆样本每秒，50Ms/s)的采样速率进行操作的设备。这样的设备正变得很普遍，并且在本发明的范围内试图对该设备使用最新的ADC技术。但是，在日期相同且共同授权的Smith等的题为“分割频带信号数字变换器和方法”，和Elder的“宽带频率信号数字变换器和方法”，的美国专利申请中公开了使用以较低的采样速率进行操作的ADC完全并精确地对宽带频信号进行数字化的设备和方法。ADC210对IF信号进行数字化从而产生数字信号。接着这些数字信号被传递给数字下变频器(DDC)214。
在图12中可以更详细地看到的最优实施例的DDC214包含一个允许DDC214从多个天线202中的任一个上选择IF信号的开关1216。根据开关1216的状态，DDC214通过图11的底板互连1108，从最优实施例中与所选择的天线相关的ADC210接受高速数字字流(例如，接近60MHz)。可以操作DDC214选择具体的频率(在数字域中)以提供抽取并把信号滤波到与通信系统的信道相关的带宽上。具体参照图12，各DDC214包含一个数码控制振荡器(NCO)1218和一个在数字字流上进行下变频的复数乘法器1220。注意，由于混频器204在接收的模拟信号进行了第一次下变频，这里进行的是第二次下变频。下变频和复数相乘的结果是一个已经被频谱转换到零赫兹中心频率上的正交数据流，即具有同相I和正交Q部件。数据流的I，Q部件分别被传递给一对抽取滤波器1222以便缩减带宽并把数据速率降低到适合于正被处理的具体通信系统无线接口(公共无线接口或CAI)的速率。在最优实施例中，从抽取滤波器输出的数据速率大约是CAI的期望带宽的2.5倍。应当理解期望的带宽可能改变最优抽取滤波器1222的输出速率。接着通过数字滤波器1224对抽取出的数据流进行低通滤波以便消除不期望的混叠部分。抽取滤波器1222和数字滤波器1224提供粗选，而终选是在信道处理器228中以已知的方式完成的。
如图2所示，在最优实施例中提供了多个DDC214并且都互连到ADC210上。每个DDC214均可以选择多个ADC210/天线202中的一个以便通过底板1106从中接收高速数字字流。DDC214的输出，一个低速数据流(例如，接近10MHz，基带信号)被连接到一个时域多路复用总线(TDM)226以便通过输出格式化器1232与多个信道处理器228通信。通过把DDC的输出接到TDM总线226上，可以使信道处理器228中的任何一个选择任一个DDC214来接收基带信号。在信道处理器228或DDC214失效时，可以通过控制总线224和控制总线接口1234操作信道处理器228，把可用的信道处理器互连到具有适当的争用/裁决处理的可用DDC，以便防止两个信道处理器试图访问同一个DDC。但是，在最优实施例中，DDC214被分配了一个TDM总线226上的专用时隙以便连接到一个具体的信道处理器228上。
可以操作信道处理器228通过控制总线224向DDC214发送控制信号以设置数字字流处理参数。也就是信道处理器228可以引导DDC214选择一个下变频频率，一个抽取速率和滤波器特征(例如，带宽形状等)以便处理数字数据流。可以理解NCO1218，复数乘法器1220，抽取器1222和数字滤波器1224是响应数码控制以修改信号处理参数。这样就允许接收器200接收符合一些不同的无线接口标准的通信信号。
继续参照图2，本发明的接收器还提供了多个接收器组(图中给出了两个并且被说明成230和230′)。接收器组230和230′均包含上述在TDM总线226之前接收并处理射频信号的一些单元。为了在本发明中提供分集接收，一对分别与接收器组230和230′相连的相互分离的天线被指定为通信系统的一个扇区提供服务，其中一个天线来自天线202，另一个天线来自天线202′(各自被标作2，4，…，n)。在天线202和202′接收的信号分别经过接收器组230和230′的独立处理。尽管能够理解可以使用单个的总线，但这里接收器组230和230′的输出分别在TDM总线226和226′上传输到信道处理器228，而在该处理器中则进行分集接收。
信道处理器228接收基带信号并进行所需的基带信号处理，选择恢复通信信道。这种处理至少包含模拟CAI通信系统中的音频滤波，数字CAI通信系统中的前向纠错和所有通信系统中的接收信号强度指示(RSSI)。各个信道处理器228独立地恢复传输信道。而且，为了提供分集，可以操作各信道处理器228监听每个被分配给一个扇区的天线对并且接收和处理两个基带信号，其中一个天线一个信号。信道处理器228还被提供了一个图4所示的到达通信网络的接口436，例如蜂窝通信系统中通过合适的互连到达一个基站控制器或移动交换中心的接口。
参照图17，图中给出了一个信道处理器228的最优实施例。正如所要描述的，可以控制各信道处理器进行发送和接收操作。在最优实施例中，各信道处理器228在发送和接收过程中能够服务多达8个的通信系统通信信道(在分集的情况下4个信道处于接收模式)。来自TDM总线226和226′的低速基带信号分别在输入/输出(I/O)端口1740和1740′上被接收并且被传递到一对处理器1742和1742′上。与处理器1742和1742′相关的是数字信号处理器(DSP)1744和1744′以及存储器1746和1746′。可以操作处理器1742和1742′为四个(4)通信信道提供服务。正如在图17中可以看到的，在最优实施例中，处理器1742和1742′被用来根据最优分集方案的需要监听接收器组230或230′中的一个或全部。这种结构提供了冗余，同时也保证了分集。在接收模式下如果处理器1742和1742′中的一个失效，则只损失分集，而其它的处理器1742或1742′仍然可被用来处理来自其它接收器组的上行链路基带信号。应当理解可以通过适当的分集选择或组合处理能力来实现处理器1742和1742′。处理器1742和1742′还分别与控制单元1748和1748′进行通信以便通过所述的I/O端口1740和1740′以及控制总线224把控制信息传递到DDC214。
继续参照图17并参照图4，这里描述收发器400的发送器部分300(发送器)。在发送模式中，信道处理器228从在通信信道上进行传输的通信系统网络接收(通过图17中未示出的接口436)下行链路通信信号。这些下行链路信号可以是涉及整个单元的控制或信令信息(如，一个寻呼消息)，也可以是涉及单元的一个特定部分的控制或信令信息(如转移命令)或下行链路语音和/或数据(如一个传输信道)。在信道处理器228中，处理器1742和1742′独立地对下行链路信号进行操作以产生低速基带信号。在发送模式下，信道处理器228能够服务八个(8)通信信道(其中有传输信道，信令信道或这些信道的组合)。如果处理器1742或1742′中的一个失效，则对系统的影响是损失了容量，但未损失整个扇区或单元。而且，从通信系统中消除多个信道处理器228中的一个只会导致损失八个信道。
通过发送器300进行的基带信号处理是对在接收器200中完成的处理的补偿。尽管可以使用单独的总线，但在这里低速基带信号通过I/O端口1740或1740′从信道处理器228传输到TDM下行链路总线300和300′，并且从那里传输到多个数字上变频器(DUC)302上。DUC320把基带信号插到合适的数据速率上。需要进行这种插入以便使所有来自信道处理器228的基带信号处在相同的速率上，从而允许在一个中心位置对基带信号求和。接着被插入的基带信号被上变频成合适的诸如正交相移键控(QPSK)，差分正交相移键控(DQPSK)，调频(FM)或调幅(AM)信号(具有I，Q输入，在信道处理器228中完成调制)的IF信号。这时基带信号是从零赫兹开始偏移的载波调制高速基带数据信号。偏移量是通过对DUC302的编程来控制的。调制基带信号通过高速底板互连304被传输到信号选择器306。可以操作信号选择器选择调制基带信号的子群。选择出的子群是在通信系统的特定扇区中发送的通信信道。接着选择出的调制基带信号子群被传输到数字累加器308并被累加。接着仍处于高速的累加信号通过底板互连1130被传输到数-模转换器(DAC)310并被转换成IF模拟信号。接着这些IF模拟信号被上变频器314上变频成RF信号，被放大器418(图4)放大并从天线420(图4)发射出去。
在最优实施例中，为了进一步提供增强的系统可靠性，以三个排列在RF层上的DAC构成的群311的方式来提供多个DAC310，其中一个DAC与一个层相关。DAC群311把三个在底板互连1130的单独的信号总线313上接收的累加信号转换成模拟信号。与通过单独的DAC获得的相比，这种方式提供了扩大了的动态范围。由于在任何一个DAC失效的情况下还有其它可用的DAC，这种方案还提供了冗余。结果是仅仅降低了系统容量，而整个扇区或单元则没有损失。接着在累加器312中模拟累加接收通信系统的一个扇区的信号的DAC群311的输出，并且把累加的模拟信号传输到上变频器314。
与接收器200类似，发送器300也被分配了多个发送器组(如图所示的330和330′)。发送器组330和330′包含所有用于在信道处理器228和放大器418之间的发送器300的设备。接着在RF累加器316中，累加上变频针对通信系统的一个扇区，和各个发送器组330与330′的累加模拟信号的上变频器314的输出。接着累加RF信号被传输到放大器418并在天线420上发射出去。如果整个发送器组330或330′失效了，其影响只是损失了系统容量，而通信系统的整个部分则未损失。
参照图13，这里给出了一个基于本发明的一个最优实施例的DUC302。在最优实施例中，提供了多个DUC302，每个DUC均包含一个通过格式化器电路1341从总线300和300′接收下行链路基带信号并且从控制总线224接收控制信号的上变频器/调制器1340。上变频器/调制器1340的输出接着被传输到选择器306。在最优实施例中，选择器306可以具有双输入与门组的形式，其中的一个输入与数据字(即调制基带信号)中的一位相连。在控制线保持为高(逻辑1)时，输出会跟随输入的变化而变化。接着选择器306的输出被传输到数字累加器组1308，该累加器组把来自前面与其它DUC相关的数字累加器的数据加到多个信号路径313中的一个上。所示的各个信号路径均与通信系统的一个扇区相关并且把累加的信号传输到DAC群311。如果选择器306打开，则选择器306的输出为零，并且该输出作为累加器1308的一个输入使输入信号保持不变。也应理解可能需要在累加器1308的输入，输出或输入与输出上进行定标以便在累加器1308的动态范围内标出累加的数字信号。通过这种方式，可以把表示到达通信系统的具体扇区的信号的DUC的输出累加成单独一个信号，以便转换成模拟信号。象在最优实施例中实现的那样，或者可以通过加强动态范围并提供冗余的多重DAC按组收集并转换成模拟信号。
参照图14，这里给出了一个基于本发明的进行I，Q调制的上变频器1400。上变频器1400包含分别插入基带信号的I，Q部分的第一和第二插入滤波器1402和1404(如，有限脉冲响应(FIR)滤波器)。在接收来自被数码控制的振荡器1410的输入的混频器1406和1408中上变频基带信号中被插入的I，Q部分。数码控制振荡器(NCO)1410把上变频频率ω0和作为依赖上变频频率的固定相位增益的反转样本速率τ的乘积当作输入来接收。该乘积被提供给NCO1410中的相位累加器1412。相位累加器1412的输出是一个分别被传输给正弦和余弦发生器1414和1416以便产生上变信号的样本相位Φ。接着在提供上变频器1400的调制IF信号输出的累加器1418中累加基带信号的上变频I，Q部分。
在图15中，给出了一个进行R，Θ调制，相位直接调制的调制器1500。调制器1500提供了在上变频器1400上产生FM的简化方式。基带信号被传输到插入滤波器1502(如一个FIR滤波器)，该滤波器接着被定标器1504定标为Kτ。接着在累加器1506中用数码控制振荡器/调制器(NCOM)1508中的固定相位增益ω0τ累加被插入和定标的基带信号。该累加和被传输给一个相位累加器1510，而该相位累加器则输出一个样本相位Φ，该样本相位则被传输给一个正弦发生器1512以产生调制器1500的调制IF信号输出。
图14和15所示的设备适用于本发明的上变频器/调制器1340。但是，在产生FM方面上变频器1400不很有效，而调制器1500也不能提供I，Q上变频。在图16中，给出了一种最优上变频器/调制器1340，它提供I，Q上变频和FM调制，并且在不显著增加基站硬件和费用的前提下提供使用各种访问方法的多址。上变频器/调制器1340提供针对单基带信号的I，Q上变频，或者提供针对两个基带信号的R，Θ调制。
基带信号的I，Q部分或两个R，Θ信号在端口1602和1604处被输入到上变频器/调制器1340。信号选择器1606和1608被提供出来，该选择器根据上变频器/调制器1340的操作模式在I，Q或R，Θ信号之间作出选择。
对于一个I，Q信号的处理，信号的I部分被从选择器1606传输到插入滤波器(如一个FIR滤波器)1610。接着被插入的I信号被传输给混频器1612，在该混频器中用来自余弦发生器1614的正弦波对该信号进行上变频。余弦发生器1614接收来自相位累加器1616的一个输入样本相位Φ。选择器1618被提供出来并选择一个用于I，Q上变频的零输入。选择器1618的输出被定标器1620定标为Kτ，该定标器产生一个被加到加法器1622中的ω0τ上的零输出。在I，Q上变频的情况下为ω0τ的这种累加和被输入给相位累加器1616以产生样本相位输出Φ。
信号的Q部分的处理是类似的。Q信号被选择器1608选出并被传输给插入滤波器(如一个FIR滤波器)1626。接着被插入的Q信号被传输给混频器1628，在该混频器中用来自正弦发生器1630的正弦波对该信号进行上变频。正弦发生器1630接收来自选择器1632的一个输入，该选择器选择在I，Q的情况下由相位累加器1616产生的样本相位Φ。接着在累加器1634中把经过上变频的I，Q信号当作处于I，Q模式的上变频器/调制器1340的上变频/调制输出进行累加。
在R，Θ处理中，选择器1606和1608选择两个单独的R，Θ信号。对于R，Θ处理，可以操作上变频器/调制器340同时处理两个R，Θ信号。第一个信号R，Θ-1在插入滤波器1610中被插入并滤波。在R，Θ的情况下，选择器1618选择被插入的R，Θ-1信号，该信号在定标器1620中被定标为kτ并在加法器1622中被加到ω0τ上。接着加法器1622的输出被传输给相位累加器1616，而该累加器则产生被输入到余弦发生器1614的样本相位Φ。余弦发生器1614的输出是处于R，Θ处理模式的上变频器/调制器1340的两个调制IF信号输出中的一个。
第二个R，Θ信号R，Θ-2被选择器1608选出并被传输给插入滤波器1626。被插入的R，Θ-2信号接着被传输到定标器1636并在其中被定标为kτ。接着在加法器1638中用ω0τ累加被定标的信号。加法器1638的输出被输入给相位累加器1640，该累加器产生一个由选择器1632选择并被传输给正弦发生器1630的输出样本相位Φ。正弦发生器1630的输出是处于R，Θ处理模式的上变频器/调制器1340的两个调制IF信号输出中的第二个。
应当理解传输给加法器1622和1638的值ω0τ可以是唯一的，这样是为了提供适当的与余弦发生器1614或正弦发生器1630相关的相位输出。而且，在信道处理器的控制下可以对ω0τ的值进行编程以便从余弦发生器1614或正弦发生器1630中选择一个具体的载波频率输出。类似地，可以对定标器值kτ进行编程以便选择频率偏移。
现在已经分别描述了收发器400的接收器200和发送器300部分，下面参照图4更详细地描述收发器400。收发器400由一对收发器组402和404构成。各组均相同并且包含多个RF处理层406。各RF处理层406拥有被连接起来以接收和数字化来自天线412的信号的一个RF混频器408和一个ADC410。RF处理层406还包含三个DAC414，DAC的输出被累加器416累加并被传输到RF上变频器417(译者注原文为418)。RF上变频器417的输出还被传输到一个用来自收发器组404的对应输出进行累加的RF累加器419。接着被累加的RF信号被传输给在从天线420发射之前对信号进行放大的放大器418。
从ADC410接收的信号通过接收总线428被传输到数字转换器模块(DCM)426。类似地，发送信号通过发送总线430被从DCM426传输到DAC414。可以理解，接收总线428和发送总线430是实现进到RF结构432内的底板结构之中的高速数据总线。在最优实施例中，底板上的通信速率接近60MHz，但是单元间的紧密物理关系允许在没有显著高速数据信号错误的情况下进行这样的高速数据通信。
参照图11，图中说明了一个DCM426的最优实施例。DCM426包含多个DDC专用的集成电路(ASIC)1102和多个提供接收和发送信号处理的DUCASIC1104。接收信号通过一个接收底板互连1108，底板接收器1106和缓冲区/驱动器组1107被从天线412传输到通信链路1110上的DDC ASIC1102。在最优实施例中，DCM426包含十个DDC ASIC 1102，每个DDC ASIC1102均实现了三个单独的DDC。在最优实施例中，八个DDC ASIC 1102提供通信信道功能，而另两个DDC ASIC 1102则提供扫描功能。DDC ASIC 1102的输出通过链路1112，底板格式化器1114和底板驱动器1116被传输到底板互连1118。接收信号从底板互连1118被传输到一个接口介质450(图4)，该接口介质将信号传输到在处理器层446中排列成群的多个信道处理器448。
在发送模式下，发送信号通过选择器/格式化器1124，从接口介质450和底板互连1118上的信道处理器448，经过发送底板接收器1120被传输到多个DUC ASIC 1104。每个DUC ASIC 1104均包含四个如上所述的单独的DUC，这四个DDC处理四个处于R，Θ模式的通信信道或两个处于I，Q模式的通信信道。DUC ASIC 1104的输出通过链路1126被传输到发送底板驱动器1128和底板互连1130以便传输到DAC 414。
应当理解正如460所指示的那样，应做出适当的准备以便为DCM 426的单元提供时钟信号。
对于位于DCM 426和信道处理器448之间的接口介质450，接口介质450可以是任意一种合适的通信介质。例如，接口介质可以是一个微波链路，TDM时隙(span)或光纤链路。这样的一种方案会允许信道处理器448定位在离DCM 426和RF处理层406较远的位置上。因而可以集中地实现信道处理功能，而收发器功能则在一个通信单元站点上实现。由于通信设备的主要部分可以离实际的通信单元站点很远，该方案简化了通信单元站点构造。结果是为公司节省了设备所需的物理空间并导致更为集中的操作和维护活动。
如图4所示，收发器400包含三个DCM 426，并且每个DCM具有十二个通信信道的能力。这种方案提供了系统可靠性。如果一个DCM 426失效，则系统只损失一部分可用的通信信道。而且，可以改进DCM以提供多重无线接口能力。也就是可以针对具体的无线接口对DCM上的DDC和DUC单独进行编程。因而，收发器400提供了多重无线接口能力。
从前面的描述可以看出，收发器400的结构有许多优点。参照图5，图中给出了与图2的接收器200非常相似的收发器400的接收器。仅仅为了简便已经去掉了多个DDC 214和互连TDM总线226，应当理解接收器500包含这些单元。接收器500包含一个额外的DDC 502，这个DDC象前面描述的那样通过一个选择器504连接到ADC 506以便接收来自天线508/混频器509的上行链路数字信号并通过数据总线514把数据信号传输到信道处理器510。在操作过程中，有必要使信道处理器510检测其它的天线以确定是否正在通信单元中最好的天线上进行通信，其中这些天线不是当前正在处理一个通信信道的天线。也就是如果一个服务于通信单元的另一个扇区的天线提供更好的通信质量，则应当在该天线上重新建立通信链路。为了确定这样的提供更好的通信质量的天线的可用性，信道处理器扫描通信单元的各个扇区。在本发明中是通过让信道处理器510利用控制总线512捕捉DDC 502并对其编程以接收来自通信单元中各个天线的传输信号来做到这一点的。接收到的诸如接收信号强度指示(RSSI)等等的信息被信道处理器510估测以确定是否有更好的天线。除了DDC 502在信道处理器510的控制下接收来自通信单元中多个天线的信号，而不是来自服务于一个活动的通信信道的单独天线的信号之外，DDC 502中的处理与DDC 214中完成的处理相同。
图19说明了完成逐个信道扫描功能的方法1900-1926。该方法在圆圈1900处进入并前进到设置计时器的步骤1902。接着信道处理器在判定步骤1904检查DDC 302是否空闲，即当前没有为另一个信道处理器进行扫描；并且在空闲的情况下，在判定步骤1906检查控制总线312是否也是空闲的。如果是空闲的，则终止1908计时器并由信道处理器310捕捉控制总线312，1909。如果信道处理器310不能捕捉控制总线312，1912，则方法回到步骤1902。如果DDC 302和控制总线312都不空闲，则检测是否超时，1910，如果没有达到超时，则方法退回以检查DDC是否已经变成空闲的。如果已经超时，则报告错误，1920，即信道处理器310不能完成期望的扫描。
如果成功地捕捉到控制总线312，1912，则信道处理器310对DDC 302进行编程使之执行扫描功能，1914。如果DDC 302已经变成活动的1916，则终止编程并报告错误，1920。否则DDC 302接受编程并开始从各个天线308收集样本，1918。当收集到所有的样本时，1922，DDC被编程到一个空闲状态，1924，而方法则终止1926。
收发器400的另一个功能是向具体扇区或通信单元的所有扇区提供信令的能力。再次参照图3和13，上变频器/调制器1340的输出被传递给选择器306，其中可以控制该选择器选择来自多个上变频器/调制器1340并被导向通信单元的一个具体扇区的输出。如图3所示，对于一个三扇区通信单元，提供了与通信单元的三个扇区相对应的三个数据路径313，并且选择器306的功能是把上变频器/调制器1340的输出累加到这三个数据路径中的一个上。通过这种方式，来自上变频器/调制器1340的下行链路信号被传输到通信单元中的一个合适的扇区上。
但是还可以控制选择器306把一个上变频器/调制器1340的输出加到所有的信号路径313上。在这种情况下，来自上变频器/调制器1340的下行链路信号被同时传输到通信单元的所有扇区上。因而通过把一个上变频器/调制器指定为信令信道并对选择器306编程以便从这个上变频器/调制器向通信单元的所有扇区传输下行链路信号，可以创建通过同时广播的类似全方向的信令信道。而且，应当理解通过对选择器306重新编程使之从一个信令上变频器/调制器1340向通信单元的一个或多个扇区传输下行链路信号，可以实现把信令传输到具体的扇区。
参照图6，图中给出了一个收发器600，该收发器在包含针对收发器400描述的功能单元的同时，还提供了一种不同的结构方案。收发器600在信道处理器内提供了上行链路数字下变频和相应的下行链路数字上变频。信道处理器则通过一个高速链路被连接到RF硬件。
在接收模式下，RF信号在天线602(各自的号码为1，2，…，n)被接收并被传输到相应的接收RF处理层604。每个接收RF层604都包含一个RF下变频器606和一个模-数转换器608。接收RF层604的输出是通过一个上行链路总线610被传输到多个信道处理器612的高速数字数据流。上行链路总线是一个合适的诸如光纤总线或类似的高速总线。信道处理器612包含一个选择从中接收数据流的一个天线的选择器，一个DDC和处理来自一个天线的数据流从而恢复出一个通信信道的基带处理部件613。接着通过合适的连接把通信信道传输到蜂窝网络和PSTN。
在发送模式下，信道处理器612从蜂窝网络和PSTN接收下行链路信号。信道处理器包含上变频器/调制器615，该上变频器/调制器在通过发送总线616向发送RF处理层614传输一个下行链路数据流之前上变频并调制下行链路信号。应当理解发送总线616也是一个合适的高速总线。发送RF处理层614包含数字累加器618，DAC 620和把下行链路数据流处理成RF模拟信号的RF上变频器622。RF模拟信号则通过一个模拟发送总线624被传输到功率放大器626和发射RF模拟信号的天线628。
参照图7，图中给出了一个收发器700，该收发器在包含针对收发器400描述的功能单元的同时，还提供了另一种结构方案。收发器700被描述成是针对扇区化的通信系统的单独一个扇区的。应当理解可以轻易地把收发器改进成服务于多个扇区。
在接收模式下，RF信号在天线702被接收并被传输到接收RF处理层704。每个接收RF层704都包含一个RF下变频器703和一个ADC 705。接收RF层704的输出是一个通过高速底板706被传输到多个DDC 708的高速数据流。DDC 708以前述方式进行操作以选择高速数据流并下变频数据流。DDC 708的输出是在总线710和712上被传输到信道处理器714的低速数据流。信道处理器714以前述方式进行操作以处理一个通信信道并通过一个信道总线716和网络接口718把通信信道传输到蜂窝网络和PSTN。收发器700的DDC708也可以定位在具有一个相应的高速底板互连的一个信道处理器层上。
在发送模式下，下行链路信号通过接口718和信道总线716被从蜂窝网络和PSTN传输到信道处理器714。信道处理器714包含把下行链路信号上变频并数字化成模拟IF信号的DUC和DAC。模拟IF信号通过同轴电缆连接722或其它合适的连接介质被传输到一个发送矩阵724，在该矩阵中下行链路信号与其它下行链路模拟IF信号混合。接着通过同轴连接726把混合模拟IF信号传输到RF上变频器728。RF上变频器728把IF信号转换成RF信号。来自上变频器728的RF信号在累加器730中被RF累加并接着被传输到功率放大器和发送天线(未示出)。
从收发器700可以看出，对下行链路信号的高速数据处理，即数字上变频最好是在信道处理器714中进行。图18给出了一个信道处理器714的最优实施例。信道处理器714在许多方面与图17中的具有标有类似索引号的类似单元的信道处理器228类似。除了这些单元之外，信道处理器714包含被连接起来以便从处理器1742，1742′接收下行链路信号的DUC1802。DUC 1802上变频被传输到DAC 1806的下行链路信号，其中在DAC1806中把下行链路信号转换成模拟IF信号。接着模拟IF信号通过端口1740，1740′被传输到发送矩阵724。
参照图8，9和10，其中还给出了连接收发器400的单元的方案。为了避免因单独部件的失效而损失整个单元，应避免出现菊花链式的部件连接。如图8所示，并且以下行链路方案为例，在DCM 802中选择器800被提供在DUC 804和DAC 806之前。被提供的直接数据链路808从DUC 804到达选择器800，从DCM 802到达DCM 802并最终到达DAC 806。所提供的旁路数据链路810分接进入直接数据链路808。在操作过程中，如果一个或多个DCM 802失效，则可以控制选择器800激活相应的旁路数据链路810以便跳过失效的DCM 802并允许把信号连续传输到放大器812和发送天线814。应当理解可以类似地连接上行链路单元以提供收发器的容错接收部分。
图9给出了一个可选的方案。在图9中，信道处理器920通过一个TDM总线922被连接到DCM 902。DCM如图8中所描述的那样被连接起来，图9中未示出与各DCM 902相关的选择器900，应当理解可以轻易地在DCM 902中实现该选择器。旁路链路924直接把信道处理器920连接到一个相应的DCM，并且进入DCM 902中的一个额外的选择器(未示出)。当信道处理器920的失效关闭TDM总线922或TDM总线922本身失效时，DCM 902中的选择器可以激活相应的旁路链路924以允许连续把信号传输到DAC 906，放大器912和发送天线914。
图10给出了另一个可选的方案。DCM 1002如图8所示的那样被连接起来。在图10中直接链路1030以菊花链模式连接信道处理器820，各个信道处理器1020的输出在累加器1032中被累加并接着被传输到TDM总线1034上的DCM 1002。构成第二总线的旁路链路1036被提供出来，而选择器1038则以类似于图8所示的DCM 802的方式被提供出来。在任何一个信道处理器失效时，可以以相同于针对DCM 802描述的方式把来自剩余信道处理器1020的信号绕过失效的信道处理器并传输到选择器1000，DAC1006，放大器1012和天线1014。
根据本发明，反馈信号被提供给量化电路的输入以便减少量化噪声。根据N位信号的一个样本和M位量化信号的一个时间重合样本之间的滤波差来产生反馈信号，其中M＜N。在量化之前反馈信号从输入信号中被抽出，这样，为了减少量化信号中的带内噪声而把带外噪声引入了输入信号。
参照图20，图中给出了一个基于本发明的N位到M位的量化电路2000，其中M＜N。一个N位信号X被传递到累加器2002，在该累加器中抽取出一个N位反馈信号W。接着所得到的信号X′在一个N位锁存器2004中被采样并在一个M位硬量化器2006中紧接着被量化。硬量化器切掉(truncate〕信号X′的N-M个LSB，有效地把M-N个LSB设成零值。根据锁存器2004中所含的X′的N位样本的M个最有效位(MSB)和硬量化器2006中所含的M位量化样本之间的差值在累加器2008中产生一个N位错误信号E。X′的N位样本的LSB在通过时未被改变。错误信号E被产生N位反馈信号W的滤波器2010滤波。应当理解根据具体的应用可以在硬量化器2006中保留任何M位信号X′。
图20中还给出了一个把硬量化器输出信号Y转换成模拟信号的12位DAC 2012。应当理解本发明的量化电路2000在任何需要进行从高精度信息信号到低精度信息信号的转换的数字信号处理应用中都是有用的，其中在这些应用中需要严格避免引入量化噪声。
滤波器2010被选择用来只传递相对于输入信号X是带外信号的错误信号E的部件。在最优实施例中，滤波器2010是一个低通滤波器，该滤波器通过低频反馈信号W保持引入到信号X′中的噪声成分，并且把噪声成分排除在感兴趣的频带之外。在图22和23中说明了这种情况。如图22所示，在不采用本发明的情况下，被说成fs的具有显著能量的寄生噪声成分出现在被说成fx的感兴趣的信号附近。如图23所示，虽然在一个频率ffco，即滤波器2010的截断频率下面有一个基本数量的能量，但只有低水平的基本上均匀分布在具有频率fX的所感兴趣的信号附近的噪声。在测试本发明时，与(-72)dBc相比在fX附近观察到(-93)dBc的噪声场，而(-72)dBc是在不采用本发明的情况下通常从一个12位量化器可能期望得到的噪声场。这些数据是参照DAC 2012的模拟信号输出而产生的。
量化电路2000的另一个特性是在没有信号X，或者信号X基本为零时没有噪声输出。使用现有技术的高频脉动技术，伪随机噪声是连续输入到量化电路中的。当没有输入信号时，量化电路的输出信号就是伪随机噪声。在本发明中，当输入信号X没有出现或基本为零时，X′的N位样本和M位量化样本之间的差别基本为零。因而，当没有输入信号出现时量化电路2000的输出为零。
正如针对量化电路2000的一个最优实现所描述的那样，错误信号E是一个16位信号。但是，由于最初是由N-M个LSB构成了错误信号E，所以可以替入一个N-M位信号。在这样的一种实现中，错误信号E的符号信息会被丢失。因而，可能更期望实现一个保留来自信号X′的符号位的(N-M)+1位错误信号。这样的实现简化了错误信号E的数据路径，并且还减小了滤波器210的大小。
参照图21，图中给出了一个针对滤波器2010的最优实现的转移函数。如图21所示，滤波器2010是一个可以用三个全加法器2302，2304，2306和一个延迟单元2308实现的3实极(real pole)滤波器。在本发明的最优实施例中，滤波器2010的极被选择成允许图21所示的简化实现的15/16。如图所示，该实现很好消除了对乘法器的需要，这样就允许在一个专用集成电路(ASIC)中简化实现滤波器2010。滤波器2010还包含一个总增益因子，该因子在最优实施例中接近100dB。在滤波器2010的各个段上提供增益以增强反馈信号W的相对于输入信号X的电平和反馈信号W加在输入信号X上面的噪声生成效应。
从上面的描述可以看出，本发明的量化电路2000提供了大大简化的实现，尤其是针对ASIC实现。前面的高频脉动技术所需的伪随机噪声发生器的消除和很好地选择滤波器的设计使ASIC中所需的门最少化。
对宽带频率信号进行数字化的宽带频率信号数字变换器和方法提供了对一个模-数转换器的奈奎斯特频带内的宽带频率信号段的最优定位。其余的宽带频率信号段被紧密地定位在第一个段的附近，从而使得很容易地使用一个单独的或多个以降低的采样速率进行操作的模-数转换器对整个宽带频率信号加以数字化，并且相应地从所得到的数字化信号中减少或消除了不期望的寄生信号。
下面给出针对有效并精确地对蜂窝通信系统A带频带的分割部分进行数字化的数字变换器和方法的详细描述。但是本领域的普通技术人员应当理解本发明使得应用对任何占据连续或不连续频谱的宽带信号加以数字化。而且虽然本发明被描述成在宽带信号的两个段上进行操作，但本发明同样可以被用在被分成多个段并且通过多个信号路径进行处理的宽带频率信号上。
参照图24，图中给出了一个基于本发明的一个最优实施例的宽带频率信号数字变换器2410。一个模拟信号在天线2412上被接收并且通过本领域所知的滤波器2414，2418和放大器2416被加以信号调整。调整后的模拟信号被传输到混频器2420，在该混频器中用一个来自本地振荡器2422的信号与该模拟信号混合。这样便把接收并调整过的信号转换或频率变换成中频(IF)信号。
变换过的(IF)信号接着被传输给分割器2424，在该分割器中变换过的信号被分割成第一段和第二段。第二段经过滤波器2426滤波并在混频器2430中与第二本地振荡器2428混合。第二段接着在滤波器2431中被滤波并被传输到累加器2434。第一段经过滤波器2432的滤波并且也被传输到累加器2434。第一和第二段被累加并接着被模-数转换器2436以采样频率fs加以数字化。混频器2420和2430的操作是把宽带频率信号段频率变换成能够加以数字化。在图27A和27B中说明了这种情况并描述了数字变换器2410的操作。图27A中说明的频谱2700对于在针对蜂窝A-带的天线2412上接收的并且经过滤波器2414，2418和放大器2416的处理的信号而言是典型的。图27B中说明的频谱2700′表示图27A中的在经过混频器2420和2430的处理之后的频谱。频谱2700′被变换成一个在模-数转换器的奈奎斯特频带内的IF频率。频谱2700′的较宽的部分2702位置离采样频率fs很近。频谱2700′的较窄的部分2704被从频谱2700′中分割出来并且被处理成一个单独的段。可以看出，混频器2430的结果是把宽带频率信号的第二段2704变换到非常接近第一段2702的位置上。接着可以用一个单独的ADC以稍高于第一和第二段总带宽的采样速率对这样定位的第一和第二段2702和2704加以数字化。这就是最小的采样速率fs＝2*(BWw+BWn)MHz (a)其中BWw，BWn如图所示，而分离频带BWg 406被提供在第一和第二段2702和2704之间以便进行滤波。只可以在第一和第二段分不落在滤波器的转换区域之内的情况下将第一和第二段放得尽可能地接近。
图27A中说明了模拟滤波器转换区域。转换区域从频段边沿开始并扩展到点“A”。点“A”表示一个在最优实施例中接近80分贝(dB)的衰减点，该点被定义成“混叠点”，即在该点上具有落在滤波区域之外的频率的信号会在数字化频谱中产生不期望的混叠。
现在参照图25，图中给出了基于本发明的一个宽带频率数字变换器2500的第二实施例。信号在天线2512上被接收并且经过滤波器2514和放大器2516的处理。信号在分割器2518中被分割成分别被传输到第一和第二信号路径2520和2522的第一和第二段。第一段经过滤波器2524的滤波并在混频器2526中与一个本地振荡器2528信号混合。被混合的第一段信号接着经过滤波器2530的滤波并且在ADC 2532中以第一采样速率fs被加以数字化。数字化的第一段接着经过数字滤波器2534的滤波并且被传输到累加器2550。
沿着信号路径2522传输的信号的第二段经过滤波器2536的滤波并在混频器2538中与一个本地振荡器2540信号混合。信号接着经过滤波器2542的滤波并且在ADC 2544中以采样速率fs/2被加以数字化。所得到的数字信号接着经过数字滤波器2546的数字滤波，被插入到fs上并且在插入器/滤波器2548中被高通滤波。所得到的信号接着被传输到累加器2550，在该累加器中把信号与产生整个数字化信号的数字化信号第一段累加。
在信号的第二段具有小于转换区域并且低于第一段的一半带宽的带宽的情况下，数字变换器2500是最优的。图28A-28H说明了这种情况并且描述了2500的操作。图28A-28H的左边和右边分别说明了数字变换器2500在信号路径上对接收的信号进行的处理。
图28A和28D说明了一个接收的信号分离的段2802和2804。参照图28A，段2802是用滤波器2530处理第一信号路径2520上的信号的结果。段2802接着被ADC 2432以采样速率fs加以数字化，从而产生图28B说明的数字信号部分2806。采样速率fs被选择成接近段2802的带宽的2.5倍。这些信号部分接着经过图28C所示的滤波器2534的数字滤波以便从数字信号中消除任何不期望的频率成分。
段2804是用滤波器2542处理第二信号路径2522上的信号的结果。段2804接着被ADC 2446以采样速率fs/2加以数字化，从而产生图28E说明的数字信号部分2808。数字信号部分2808首先经过数字滤波器2546的数字滤波以便消除不期望的信号成分。数字信号部分2808接着被插入到fs的速率上并且在图28F所示的插入器/滤波器2548中被数字滤波以产生图28G所示的数字信号部分2810。数字信号部分2810接着在累加器2550中与数字信号部分2806累加以产生图28H所示的数字信号频谱。
本发明很好地在进行数字化和对要数字化的信号分割段进行数字滤波之前融入了模拟滤波。数字滤波提供了允许数字化信号部分在频谱上定位很接近从而减小采样频率和数据速率的优点。
参照图26，图中给出了基于本发明的一个宽带频率数字变换器2600的第三实施例。数字变换器2600包含两个具有改进ADC后的信号处理的信号路径2620和2622，这两个路径通常等价于数字变换器2500的信号路径。信号在天线2612上被接收并且经过滤波器2614和放大器2616的处理。信号在分割器2618中被分割成分别被传输到第一和第二信号路径2620和2622的第一和第二段。第一段经过滤波器2624的滤波并在混频器2626中与一个本地振荡器2628信号混合。被混合的第一段信号接着经过滤波器2630的滤波并且在ADC2632中以第一采样速率fs被加以数字化。数字化的第一段接着经过数字滤波器2634的滤波，在插入器2636中被插入3，经过数字滤波器2638的低通滤波并在抽取器2640中被抽取到1.5 fs，接着被传输到累加器2650。
沿着信号路径2622传输的信号的第二段经过滤波器2642的滤波并在混频器2644中与一个本地振荡器2646信号混合。信号接着又经过滤波器2648的滤波并且在ADC 2652中以采样速率fs/2被加以数字化。所得到的数字信号接着经过数字滤波器2654的低通滤波，在插入器2656中被插入到1.5fs上并且在滤波器2660中被高通滤波。所得到的信号接着被传输到累加器2650，在该累加器中把信号与产生在1.5fs上的整个数字化信号的数字化信号第一段累加。
在较小的第二频段大于转换区域但小于第一段的一半带宽的情况下，数字变换器2600是最优的。在较小的第二频段大于第一频段的一半的情况下，对数字变换器2600进行了微小的改进。以采样频率fs对第二信号加以数字化。正如进一步会理解的，不需要插入器2636，2656和抽取器2640。
根据奈奎斯特准则对第二段加以数字化会建议使用一个接近第二段的带宽的2-2.5倍的采样速率。但是，在本发明中，最好是把采样速率选成能够容易地从*37-08产生并且不会在频带中引入谐波的fs/2。即使是在fs或fs/2高于用于第二段的奈奎斯特准则所需的速率的情况下也要选择这种采样速率。本地振荡器频率的选择是垂直向前的，而频率则被选成使得频带在不象图4A-4B和5A-5H中所示的那样重叠的情况下应当在频谱上定位尽量接近。提供数字滤波简化了频段隔离并且允许分段被定位得非常接近。
本发明的最优实施例是针对数字化一个具有两个段的频带的情况而提出的。应当理解可以根据本发明对一个宽带频率加以数字化，其中宽带频率可以被分成许多段。例如，当分段在一个单独的奈奎斯特频带内彼此混合得非常接近时可以使用数字变换器10。当分段在一个单独的奈奎斯特频带内不能混合时，通过混合一些与要数字化的分段数相等的信号路径则可以使用数字变换器2500或2600。
在本发明中用降低了的采样频率和硬件需求完成了对分割频带模拟信号的数字化。本发明为混合整个分割频率带宽提供了一个参考频率，该频率允许在降低了的采样频率上进行数字化。参考频率被选成使得分割频率带宽的分段占据相邻的混叠频带。以降低了的采样频率进行数字化产生一个数字信号，该信号具有用采样频率的单独奈奎斯特频带表示的整个分割频带信号。
参照图29，图中给出了一个引入本发明的数字变换器的数字无线接收器2910。一个分割频带模拟信号在天线2912上被接收，并且被本领域所知的滤波器2914和放大器2914进行下变混合和信号调整。接着分割频带模拟信号被传输到混频器2918，在该混频器中用一个来自本地振荡器2920的信号对分割频带模拟信号进行频率转换。
参照图30A-30C，图中给出了一个分割频带模拟信号3000。信号3000是在蜂窝A-带中常见的，但是应当理解本发明可以被用来对任意类型的分割频带模拟信号进行数字化。在混频器2918中用参考频率混合信号3000的结果是信号3000′，图30B。可以看出，在进行混合后，分割频带信号被转换成使得信号3000′的分割段处于表示为fs/2的参考频率附近。可以理解，根据分割频带信号可以为高边带或低边带注入选择一个合适的本地振荡器频率以便转换在参考信号附近的信号。
混合后的分割频带信号还被滤波器2922和放大器2924加以调整。转换后的分割频带信号接着被传输到模-数转换器(ADC)2926。模-数转换器2926以众所周知的方式在一个采样频率fs上对分割频带模拟信号进行数字化以产生一个数字信号2927。数字信号2927在图30C中被表示成3000″。正如在图30C中可以看到的，把信号3000′数字化导致信号3000′的分割频段(以虚像(phantom)示出)的混叠，而混叠段被包含在采样频率fs的奈奎斯特频带内。
在本发明的最优实施例中，选择采样频率fs为接近分割频带频率信号的较宽的段的带宽的2.5倍。选择参考频率为接近采样频率的一半或倍数。可以理解，使用一个小于如图30A所示的分割频带信号总频谱带宽的两倍的采样频率对整个分割频带信号进行数字化。参照图30C，图中为蜂窝A-带给出了一个选择采样频率的具体例子。根据所示的频谱图，可以发现两点，首先X+1.5+2Y＝10 (a)其次Z+11+X+1.5+Y＝fs/2 (b)从中可以确定fs/2＝33.5+X+2Z (c)其中X，Y和Z如图30C中所示，而11MHz和1.5MHz分别是被数字化的分段的带宽。不管混叠频带怎样，这种关系都是成立的。
从上述情况可以看出，与需要用来数字化蜂窝A-带的56Ms/s相比fs可以接近33.5Ms/s。在实际应用中，fs依赖于滤波。也就是X段必须足够宽以便允许一个反混叠滤波器通过11MHz的频带但衰减1.5MHz的混叠。Z段必须足够大以便在混合后可以过滤出通过采样产生的映像。实际上，fs可以接近35Ms/s。
接着数字信号3000″被传输到信道处理器2928。信道处理器对信号3000″进行操作以便恢复出整个分割频带信号的数字表示。在上述题为“多信道数字收发器和方法”的美国专利应用中可以发现有关这样的信道处理器的讨论。应当注意，由于混叠，信号的数字表示包含分割频带信号的交叉分段。但是应当在技术专家的知识范围内根据这些交叉分段合理地重构分割频带信号。
参照图31，图中给出了一个基于本发明的一个最优实施例的对分割频带信号进行数字化的方法3100-3108。一个分割频带信号被接收，3102，并且被混合3104以便被转换的分割频带信号段处于参考频率附近。接着对混合的信号进行数字化3106，以产生一个包含分割频带信号的混叠的数字信号。混合信号是以小于分割频带信号的总带宽的两倍的采样速率被数字化的。接着在一个信道处理器卡中根据数字信号恢复出分割频带信号3108。
通过上述针对几个最优实施例的描述可以理解本发明的许多优点和特性。应当理解许多其它的实施例，优点和特性均落在通过所附权利要求书可以了解的范围内。
权利要求
1.一个数字接收器，其中包含多个接收射频信号的天线；多个响应于多个天线的模-数转换器；一个响应于多个模-数转换器的开关(switched)数字下变频器；一个响应于开关数字下变频器的信道处理器。
2.如权利要求1所述的数字接收器，其中还包括一个所连接的用于接收模拟分割频带信号的第一混频器，该分割频带信号有具有一个第一带宽和个第一中心频率的第一段，一个具有第二带宽和第二中心频率的第二段，和一个大于第一带宽和第二带宽总和的总带宽，该混频器把所接收的信号和一个参考频率混合以产生一个频率转换信号，参考频率位于第一中心频率和第二中心频率之间；以及其中模-数转换器响应于混频器，模-数转换器通过一个低于分割频带信号总带宽2倍的采样速率采样频率转换信号来数字化频率转换信号以产生一个数字信号，该数字信号包括分割频带信号的第一段和第二段以及第一段和第二段的混迭。
3.如权利要求2所述的数字接收器，其中第一段和第二段以及第一段和第二段的混迭的频谱都位于小于模拟分割频带信号的总带宽的一个带宽内，其中参考频率是奈奎斯特频率的倍数。
4.一个数字发送器，包含一个信道处理器；多个响应于信道处理器的上变频器；多个响应于多个上变频器的数-模转换器；以及多个响应于数-模转换器的天线。
5.如权利要求4所述的数字发送器，其中还包括响应于多个上变频器的多个数字加法器。
6.如权利要求4所述的数字发送器，其中还包括一个响应于多个数-模转换器的模拟加法器。
7.如权利要求6所述的数字发送器，其中还包括一个响应于模拟加法器的射频上变频器。
8.如权利要求7所述的数字发送器，其中还包括多个响应于多个射频上变频器并且连接到多根天线中的至少一根天线上的功率放大器。
9.一个数字发送器，包含一个上变频器/调制器，包含一个第一选择器和一个第二选择器；一个响应于第一选择器的第一内插滤波器和一个响应于第二选择器的第二内插滤波器；一个响应于第一内插滤波器的第一混频器；一个响应于第二内插滤波器的第二混频器；以及一个响应于第一混频器和第二混频器的输出相加器；以及一个响应于上变频器/调制器的数字开关。
全文摘要
一个数字接收器(200)和一个发送器(300),其中数字接收器包括多个接收上行射频信号的天线(202);多个把接收的射频信号转换成数字信号的模数转换器(210);一个把数字信号中的一个信号下变频成基带IF信号的开关数字下变频器(214);和一个恢复在基带IF信号中包含的多个通信信道中的一个的信道处理器(228)。
文档编号H04L27/18GK1172566SQ95197167
公开日1998年2月4日 申请日期1995年12月28日 优先权日1994年12月29日
发明者丹尼尔·莫里斯·露里, 阿兰·P·罗亭豪斯, 希拉·马里·拉德, 余达·耶胡达·鲁兹, 保罗·菲尔汀·史密斯, 约翰·M·史密斯, 丹尼·托马斯·品克利, 卡文·米切尔·莱德, 托尼·卡布里那兹, 罗伯特·C·埃尔德, 多纳尔德·E·白利 申请人:摩托罗拉公司