专利名称：一种接收器、解调器和解调方法
技术领域：
本发明涉及一种正交接收器，它包括一个解调器，用于解调相位和/或频率调制信号，该解调器含有从此接收器产生的量化中频相位信号产生脉冲的装置，以及基带信号产生装置，用于从脉冲产生一个重构基带信号。
本发明进一步涉及到解调器和一种解调方法。这样的接收器可以为蜂窝或无绳电话接收器、寻呼机等等。
在英国专利申请No.2286950中已知有此类正交接收器。其中所述正交接收器通过对中频正交信号硬限幅量化中频相位信号。由于接收到的量化相位信号的每一数据比特的矢量旋转，这样的接收器一定要有足够的相位分辨率，以便正确地解码接收到的数据信号。在此英国申请中，通过在同相位和正交相位信号轴中间产生附加轴，例如利用一个比率表组合器，实现了合适的相位分辨率。解调量化相位信号是通过从该量化相位信号形成一系列正负脉冲，通过把该系列提供给一个低通滤波器，并且硬限幅此被滤波的系列。尽管在此已知接收器中，相位信号中的量化步骤缩减了，这样的接收器还是可能存在相当的数据抖动，可能导致不精确的数据识别。
本发明的一个目标是提供一种非常精确的正交接收器，它低成本并且降低了功耗。
为此目的，根据本发明的正交接收器的特点是基带信号产生装置用于决定是否两个先后相继的脉冲有不同的极性，而且，如果是这样，该装置便在这两个先后相继的脉冲之间的一个预定重构瞬间产生一个重构基带信号跃变。本发明基于这样的认识，即量化相位信号在基带信号跃变前后具有确定性质，以及当量化电平彼此间隔适当时，基带信号跃变发生在两个最紧靠的量化相位信号跃变之间。
在依据本发明的正交接受器的一个实施例中，重构瞬间决定于用于调制信号的调制方法，以便该瞬间最优化地适配于所用调制方法。这里，数据抖动几乎可以全部消除。当应用FSK(频移键控)做为调制方法时，距离的最合适选择是在两个先后相继的脉冲中间，当应用偏置FSK时，到脉冲的距离选择为偏置的函数，而当应用GMSK(高斯最小频移键控)时，距离的选择根据所谓GMSK调制的BT积(B为调制滤波器的带宽，T为比特周期)。对于多电平移位键控信号，距离可以选择为传送器参数和重构数据的函数，而且可以使解调器自适应，以便适应一个比特周期内的距离。
在依据本发明的正交接收器的一个实施例中，从中频相位信号产生脉冲的装置包含有多对交叉相连差分设备，其输入与正交分支相连，其输出与一个组合器相连，用于提供脉冲。这里提供了一种简单装置产生脉冲。在所述英国申请No.2286950中描述的已知接收器中，正负脉冲利用状态比较装置产生。这样的解决方案与象本发明提出的这种重构方法结合使用时，将不能正常运行，因为当其运用于异步逻辑方式时，会产生低频干扰，损害依据本发明之重构方法的性能，而当其运用于同步或时钟方式时，会引起不可能再消除的数据抖动，原因是用于时钟模式的时钟不会与数据信号同步，也不会与抖动相关联。因此，根据本发明的产生脉冲的装置，不利用状态，与根据本发明的重构方法合作非常得力。
在根据本发明的正交接收器的一个实施例中，该接收器含有一个内插网络，用于从接收的正交I-信号和Q-信号形成内插信号。这里，可以在量化相位信号里制造精确的附加轴，以提高接收器的整体性能。
在一个更受偏爱的实施例中，中频为所谓零IF频率。更普遍的是，中频应为低IF，以便正负脉冲两者都能形成。
现在将举例描述本发明，参照如下附图，其中
图1为依据本发明的正交接受器的框图，图2表示依据本发明的接收器中的第一降频变频器，图3表示依据本发明的接收器中的第二降频变频器，图4表示根据本发明的基带信号重构的时序图，图5A表示一个脉冲计数装置，在依据本发明的解调器中产生脉冲，图5B表示依据本发明的信号重构的第一个实施例，图6如一时序图，显示第一个实施例的运作，以及图7表示依据本发明的信号重构的第二个实施例的流程图。
所有这些图中，同一特性使用同一参考数码。
图1为一框图，表示依据本发明的正交接收器1，连到天线2，用于接收RF信号。接收器1含有一个低噪音RF放大器3，连到一个降频变频器4，用于把RF信号降频为中频信号IF1、IF2、IF3和IF4，形成中频相位信号，通过限幅器5、6、7和8量化，以便形成量化中频相位信号，由限幅中频信号LIF1、LIF2、LIF3和LIF4表示。此量化中频相位信号可以在一正交状态图中表示，如所述英国专利申请No.2 286 950之图4所述。可以使降频变频器4形成任何需要数目的中间态，相位状态 的数目决定相位分辨率。接收器1还含有本地振荡器9，与降频变频器4相连，以及相位敏感解调器10，提供一个重构基带信号DTA，一个基带数据信号。
图2表示依据本发明的接收器1中的降频变频器4的第一个实施例，降频变频器4含有混合器20、21、22和23，利用由本地振荡器9产生的振荡信号，它们含有适当的相位φ1、φ2、φ3和φ4，即0、45、90和135度，与RF信号RF混合。降频变频器还包括滤波器24、25、26和27。增加混合器可以提高相位分辨率。这样的降频变频器4在《全集成1V/100mA高比特率C-FSK接收器》一文中有更具体的描述，该文作者M.D.Pardoen，见于《模拟电路设计工艺进步公报》，1993年4月6～8日，Katholieke大学出版社，15页。
图3表示依据本发明的接收器1中的降频变频器4的第二个实施例，也是更好的实施例，提供正交信号I和Q。降频变频器4含有一个内插网络，用于产生信号IF2和IF4，做为信号I和Q的内插信号，该网络含有串联电阻30和31，在I和Q分支中间的一个抽头相连，提供信号IF2，以及串联电阻32和33，在I和Q分支中间一个抽头相连，提供信号IF4，电阻33通过反向器34连到I分支上。
图4是依据本发明的基带信号重构的时序图，基带信号为时间t的函数。图中表示出发送到并被正交接收器1接收的一个基带数据信号TDTA，信号TDTA表示第一逻辑电平“1”和第二逻辑“0”的数据，和带有符号周期T的数据。根据本发明，接收器1接收到信号RF，经过降频转换由信号LIF1、LIF2、LIF3和LIF4形成的组合限幅中频信号的相位信号φ，由此决定了重构数据信号DTA。在所述例子中，相位信号φ表示了包含在从IF1到IF4四个信号中的相位信息。五个相位量化电平LE1、LE2、LE3、LE4和LE5得到区分。一般说来，量化电平的数目取决于所要识别的数据。在解调器10中，正负脉冲分别为PP1、PP2、PP3、PP4、PP5和PP6，以及NP1、NP2、NP3、NP4、NP5和NP6，它们从所述例中的相位信号φ产生，序列为PP1、NP1、PP2、NP2、PP3、NP3、PP4、NP4、PP5、NP5、PP6和NP6，如图所示。每次当相位信号φ通过一个量化电平，并具有正斜率时，产生一个正脉冲，而每次当相位信号φ通过一个量化电平，并具有负斜率时，产生一个负脉冲。为了实现几乎完善的重构，本发明利用了相位函数在被发送的基带信号TDTA跃变前后的确定性质。我们认识到当重构瞬间选择为在两个相继的相反极性脉冲之间的预定瞬间tt时，那么可以实现对数据信号TDTA非常好的重构。预定瞬间的选择取决于调制方法。较为普通的是，预定瞬间为发送器参数和重构数据的函数。对于FSK-调制，预定瞬间大体上在两个脉冲的中间，对于偏置FSK调制，预定瞬间依FSK偏置权重，而对于GMSK调制，从预定瞬间到先后相继的相反脉冲的距离为GMSK调制信号之BT积的函数。在偏置FSK调制情况下，权重预定瞬间tt的权重因子∈按下述公式决定∈＝[2T-(tc-ta)]/(tc-ta)，其中ta、tb、tc为先后相继的正脉冲、负脉冲和正脉冲的瞬间。那么，预定瞬间tt＝[(ta+tb)+2]/0.5∈(ta-tb)。另外，对于偏置FSK，频率偏置为一个“0”和一个“1”数据中，频差认定为∈/2π。在所给例子中，应用了FSK调制，于是重构瞬间在两个先后相继的相反脉冲的中间，即在脉冲PP1和NP1、NP1和PP2、PP3和NP2、NP3和PP4、NP5和PP5、及NP6和PP6中间，假设有足够的量化电平。重构所需的量化电平数目为符号周期T内最小相位偏移的函数。除了重构数据信号DTA外，图中还画出了一个不完善的重构数据信号IMP，它是一种不完善的重构方法的结果，只利用了在脉冲发生瞬间包含在这些脉冲中的信息。信号IMP不是基带信号TDTA的精确复制，而信号DTA是。
图5A表示一个脉冲计数装置50，用于在依据本发明的解调器10中产生脉冲。脉冲计数器50含有电压差分器51、52、53和54，乘法器55、56、57和58，反向器59和加法器60。限幅中频信号IF1、IF2、IF3和IF4被送进电压差分器51、52、53和54，它们在各自的输出边分别与乘法器55、56、57和58的第一输入61、62、63和64相连。电压差分器51、52、53和54的输入65、66、67和68和各个乘法器55、56、57和58的第二输入70、71、72和73相连，以便输入65与输入70相连，输入66与输入71相连，输入67与输入72相连，而输入68通过反向器59与输入69相连。在输出73、74、75和76的输出信号送进加法器60的输入。这样便实现了相位敏感解调器，产生脉冲PP1、NP1、……。解调器10还含有一个脉冲分裂器，用于将正负脉冲PP1，NP1流分裂为单独的正脉冲流和负脉冲流，PP1、PP2、……以及NP1、NP2、……。除了所示脉冲计数解调器50，任何提供所述正负脉冲的合适的解调器都可使用。
图5B表示依据本发明的信号重构的第一个实施例，在解调器10中含有基带信号产生装置80，用于从脉冲PP1、NP1、……产生重构基带信号DTA。在这个实施例中，如果满足下述条件X/2＜π/n＜X，其中X为符号周期T内的最小相位偏移，n为相位量化电平的数目，那么无需扩展内存便可以实现完善的重构。这里，重构延迟小，不需要任何大存储器，不象当正负脉冲相距太远，即它们的距离可能很容易就越过两个符号周期时，需要大存储器储存脉冲时间。在基带信号产生装置80中，电压V1和V2分别从正负脉冲产生，又产生电压V3和V4，与所希望的可变时延成比例，即在FSK调制情况下为两个先后相继的相反脉冲之间的一半时间。为此目的，正负脉冲分别控制与电容83和84并连的开关81和82，当开关81和82打开时，电流源85和86产生的电流通过电容83和84承载。通过放大器89和90分别在电容83和84上感知电压V1和V2，并通过由正负脉冲控制的开关91和92，在与电容83和84相连的电容87和88上形成电压V3和V4。为了控制开关91和92，正脉冲PP1，……送进SR触发器94的置位输入93，负脉冲NP1、……送进SR触发器94的复位输入95，SR触发器的输出96通过电压差分器97提供一个控制信号CT1控制开关92，SR触发器94的反向输出98通过电压差分器99提供控制信号CT2控制开关91。事实上，在SR触发器94的输出96可以得到不完善的重构信号IMP，利用信号IMP和其逆信号产生电压V5和V6，在信号IMP中的数据跃变时，电压V5和V6起动，并随时间增长。为实现此目的，电压差分器97和99与类似于产生V1和V2的那种由开关控制的电流源相连，由SR触发器100和101形成，控制信号CT1和CT2分别送进SR触发器100和101的置位输入102和103，而其反向输出104和105分别控制跨接电容108和109的开关106和107。当开关106和107打开时，电容108和109处于负载状态，分别由电流源110和111提供负载电流。为了从电压V3和V5和一个负参考电压Vref以及电压V4和V6和负参考电压Vref分别形成电压V7和V8，提供了加法器112和113，与限幅器114和115相连。电压V7和V8的过零瞬间决定重构基带信号DTA必须进行信号跃变的时间点，以便得到完美的重构。为了从电压V7和V8得到信号DTA，这些电压被送进RS触发器116，其复位输入117与限幅器114相连，置位输入118与限幅器115相连。触发器116的跃变还进一步用于复位触发器100和101。触发器116的输出119用于复位触发器100，输出119与触发器100的复位输入120相连，而触发器116的输出121用于复位触发器101，输出121与触发器101的复位输入122相连。
图6为一时序图，以便进一步说明第一个实施例的操作。如前所述，在触发器94的输出96得到不完美的重构信号IMP。信号IMP是被发送信号的粗略近似，其数据值是正确的，但数据跃变的时序还是错误的，开关81由正脉冲合上，开关82由负脉冲合上。如果开关81在时间t0被一个正脉冲合上，电容83几乎立即放电至OV。如果开关81随后被打开，电压V1随时间增加，直到下一个正脉冲到来。同样，从时间t1开始，在开关瞬间之间产生电压V2。在信号IMP发生数据跃变的瞬间时刻，电容87和87感应到电容83和84两端的电压，对于电压V1和V2，它们分别具有相反符号。通过使用信号IMP的信号跃变而不是脉冲本身，防止了当许多正或负脉冲先后相继出现时，信号V3和V4的信号值被改变。其原因在于只有先后相继的、具有相反负号的两个脉冲之间的时间是有意义的。因为电压V3和V4与两个先后相继的相反符号的脉冲之间的时间距离成比例，这些电压成为测量所希望的时延的尺度，决定完美重构瞬间。在信号IMP从“0”到“1”的跃变时，触发器100置位，在从“1”到“0”的跃变时，触发器101置位。这样，触发器100和101在一给定时延后指示被重构信号在相关方向的跃变将发生。于是，如果触发器100和101置位，电容108和109被电流源110和111充电，分别开始于瞬间时刻t2和t3。电压V7和V8的形成如前文所述，电压V7和V8的过零决定重构信号DTA的跃变瞬间。也确定V7和V8的负参考电压Vref决定原始数据信号和重构数据信号跃变之间的全部延迟。在所给实施例中，此延迟应在一个和两个符号周期之间，小于一个符号周期引起因果问题，而大于两个符号周期导致跃变未被识别。
图7为依据本发明之信号重构的第二个实施例的流程图。在这个实施例中，所述硬件实施例的主要部件可以由已编程的DSP(数字信号处理器)或类似设备代替。即，脉冲PP1、NP1、……送入DSP的输入口，重构数据在DSP的输出口得到。DSP(没有具体图示)根据所示流程图编程。在DSP的一个内时钟(没有具体图示)，脉冲极性，以及它们发生的时间储存在一个DSP存储器中(没有具体图示)，如流程图方框“搜索解调器脉冲”所示。然后，程序搜索先后相继的相反脉冲对，如方框“寻找相继相反脉冲”所示。随后，程序决定这样的脉冲对之间的预定瞬间，由方框“决定脉冲对中的预定瞬间”示出。下一步，决定更新时间表，指示已定输出数据跃变的瞬间，由方框“产生更新时间表”表示。最后，在由更新时间表决定的瞬间，在DSP的输出端(没有具体图示)产生重构数据DTA，正脉冲后产生“0”到“1”跃变，负脉冲后产生“1”到“0”跃变。这样便决定了数据变化的时间点和方向。方框“输出DTA”表示数据DTA的输出。
权利要求
1.一个正交接收器包括一个解调器，用于解调相位和/或频率调制信号，该解调器含有从接收器中产生的量化中频相位信号产生脉冲的装置，和基带信号产生装置，用于从脉冲产生重构基带信号，其特征在于，此基带信号产生装置用于决定是否两个先后相继的脉冲有不同的极性，而且如果是这样，便在这两个先后相继的脉冲之间的一个预定重构瞬间产生一个重构基带信号跃变。
2.根据权利要求1的正交接收器，其中重构瞬间决定于用于调制信号的调制方法，以便该瞬间最优化地适配于所用调制方法。
3.根据权利要求2的正交接收器，其中调制信号为频移键控信号，距离大致处于两个先后相继脉冲的中间。
4.根据权利要求2的正交接收器，其中调制信号为偏置频移键控信号，距离为频率偏置的函数。
5.根据权利要求2的正交接收器，其中调制信号为高斯最小频移键控信号，距离为高斯调制信号的所谓BT积的函数。
6.根据权利要求2的正交接收器，其中调制信号为多电平频移键控信号，距离为发送器参数和重构数据的函数，而且，其中解调器含有将距离调整在一个比特周期以内而不顾发送器参数和重构数据的装置。
7.根据上述任一权利要求的正交接收器，其中从中频相位信号产生脉冲的装置包括多对交叉相连差分设备，其输入与正交分支相连，其输出与一个组合器相连，用于提供脉冲。
8.根据权利要求7的正交接收器，其中该接收器含有一个内插网络，用于从正交接收的I信号和Q信号形成内插信号。
9.用于解调相位和/或频率调制信号的解调器，该解调器包括从接收器产生的量化中频相位信号产生脉冲的装置，和基带信号产生装置，用于从脉冲产生重构基带信号，其特征在于，该基带信号产生装置用于决定是否两个先后相继的脉冲有不同的极性，而且如果是这样，便在这两个先后相继的脉冲之间的预定重构瞬间产生重构基带信号跃变。
10.用于解调相位和/或频率调制信号的一种解调方法，其中脉冲从一个量化中频相位信号产生，而一个重构基带信号从这些脉冲产生，其特征在于，先确定两个先后相继的脉冲是否有不同极性，如果是这样，在这两个先后相继的脉冲之间的一个预定重构瞬间产生一个重构基带信号跃变。
全文摘要
已知多分支和内插正交接收器,其中具有给定相位分辨率的量化相位信号被送进相位敏感解调器,从通过相位电平时产生的脉冲重构数据。为了避免不可接受的数据抖动,相位分辨率必须相当高。这样,已知接收器变得复杂和/或在功耗方向不尽人意。本发明提出一种正交接收器,它非常精确,而且降低功耗。为此目的,此正交接收器中,数据信号重构瞬间由在先后相继的相反极性的解调脉冲之间的预定瞬间决定,数据在这些瞬间输出。预定瞬间的选择依据所用调制方法和/或发送参数。
文档编号H04L27/233GK1193437SQ97190509
公开日1998年9月16日 申请日期1997年4月30日 优先权日1996年5月9日
发明者P·G·M·巴尔吐丝, A·J·E·M·雅森 申请人:菲利浦电子有限公司