号(显示在1?/9?处)出发，与给定的通信标准相应的，基带处理模块20生成三个不同的输入基带信号aiN，c/QIN，c、IIN，P1/QIN，P1、IIN，P2/QIN，P2)，从而使得在经由信号上变频模块28的上变频和经由RF功率放大模块44的RF功率放大之后，在RF多尔蒂合成网络52的输入处电流的幅值遵循基于多级多尔蒂发射机的运作模式预先限定的理想电流分布。
[0040]为了提高多尔蒂PA的效率，数字信号分配单元24被植入，以根据特定的功率分配方案在功率放大模块44的输入支路之间适应性地分配可用功率,该特定的功率分配方案源自于用于确保以多尔蒂PA的额定设计频率以及超过该频率的拟理想负载调制行为。图4显示在本发明的一个示例实施例的数字信号分配单元24处执行的可能的信号分配方案的一个示例，其中RF功率放大模块仅具有一个峰值放大器。“本发明”图表线示出了数字多尔蒂发射机，而“现有技术”图表线示出了现有技术的状态。
[0041]数字信号分配单元24处生成的基带信号被进一步更新，以补偿由于设备的非线性行为导致的任何相位偏差。相位偏差行为从载波放大器的振幅依赖性相位失真(AM/PM)和峰值放大器的(AM/PM)响应中被识别。该特征能够通过利用在数字信号分配单元24处生成的放大器特定的输入信号在某一时刻仅仅驱动一个放大器，并且在数字多尔蒂发射机的输出处采集其相应的放大信号而获得。输出RF信号被下变频成基带并与在测试下允许获得放大器的AM/PM的已知的驱动输入基带信号比较来进行基准测试。在三个放大器的AM/PM响应遵循类似趋势(S卩，AM/PM相对于输入功率准恒)但具有恒定的相位差的情况下，静态数字相位对准被应用于每一峰值支路的输入处的输入基带数据，以使峰值放大器的AM/PM响应与载波放大器的AM/PM响应对准。在峰值放大器的AM/PM响应不遵循与载波放大器的AM/PM响应相同的趋势(即，峰值放大器的AM/PM响应相对于输入功率波动)的情况下，适应性数字相位对准被应用于每一支路的输入处的基带数据，以确保载波放大器的AM/PM响应和峰值放大器的AM/PM响应总是重叠的。这可以通过将相位数字预失真(PDPD)应用于每一个峰值输入基带信号而获得。这导致具有恒定相位偏移的三个类似AM/PM响应能够如通过仅仅向输入信号增加恒定相位补偿的静态相位对准的情况中那样被对准。图5中展示的图表显示本发明的一个示例实施例的可能的适应性数字相位对准的一个示例，其中RF功率放大模块44仅具有一个峰值放大器并且其中载波放大器和峰值放大器具有不同的AM/PM特征。
[0042]数字相位对准机制确保拟完全主动负载调制行为(当输入信号在数字信号分配单元24被恰当分配时)，并且防止在RF多尔蒂合成网络处的破坏性功率累积。
[0043]数字相位对准机制防止在RF多尔蒂合成网络处的破坏性功率累积。
[0044]数字信号分配单元和数字相位对准单元都确保多(三)级数字多尔蒂发射机的拟完全主动负载调制行为和无减损运作。
[0045]为了获得线性运作，需要数字预失真(DPD)。这能够通过将由{数字适应性信号分配单元+数字相位对准单元26+信号上变频模块28+RF功率放大模块44+RF多尔蒂合成网络52}组成的系统看作是在试设备(DUT)来获得。由此，数字多尔蒂发射机的初始特征和DH)模型识别能够基于初始输入基带信号和RF多尔蒂合成网络52的输出处的RF信号的等同基带版本而导出。
[0046]根据发射机的补偿，包括对输入基带信号进行预处理的数字预失真技术发出响应，以补偿其非线性效果。为了实现这一校正，预失真器的复合函数在满足一下条件的同时被确定:
[0047]f (x0Ut(t)/G) = xin(t)和 g(xin(t)) = Xout (t)以及 f[g(xin(t))] = G[xin(t)]
[0048]其中f和g分别代表预失真器和PA/发射机的复合函数。G代表多尔蒂放大器的小信号增益。变量XiJPXwt分别表示输入和输出信号。f和g都通过在多尔蒂发射机的输入和输出处使用基带记录而确定。
[0049]在预失真器的识别及其在数字信号分配单元24之前的堆叠(cascade)之后，能够针对线性化发射机写下以下等式:
[0050]Xout (t) = g[f (xin(t))] = G[xin(t)]
[0051]参考图1，数字多尔蒂放大器/发射机结构包括基带信号处理模块20 ;信号上变频模块28 ；RF功率放大模块44 ；以及RF多尔蒂合成网络52，RF多尔蒂合成网络的拓扑结构是预先限定的拓扑结构，并且取决于本发明的多支路数字多尔蒂放大器/发射机的运作模式。本发明结构的数字多尔蒂放大器/发射机的特定数量的多个支路η等于I (载波放大器支路)加上值η-l (该值等于在特定电路中峰值放大器的数量)。
[0052]基带信号处理模块20包括数字预失真单元22、适应性数字信号分配单元24以及数字相位对准单元26。基带信号处理模块20是最好地显示在图17中的一组数字信号处理算法，其被实施以确保多级多尔蒂放大器/发射机以给定的运作频率的无减损和线性运行。就这一点而言，数字预失真单元22的实施方式被最好地显示在图16中；数字信号分配单元24的实施方式被最好地显示在图14中；数字相位对准单元26的实施方式被最好地显示在图15中。由基带信号处理模块20执行的运作和算法容许数字信号的数字处理以及数字信号输出。
[0053]在运作中，数字预失真单元22是一种算法，其采用初始输入信号基带同相/正交(Iin/Qin)信号，以根据上述等式(参见图16)生成打算供给数字适应性信号分配单元24的预失真基带数字信号(IPMd/QPMd)。
[0054]数字信号分配单元24是一种算法，其(根据图14)被应用于从数字预失真单元24获得的数字基带信号(IPMd/QPral)，以生成数字基带信号(Ic/Qc)、(IP1/QP1)和(IP2/QP2)，从而确保在上变频和RF功率放大之后，在RF多尔蒂合成网络输入处的电流幅值遵循在多尔蒂PA的原始设计频率或超过该频率的多支路数字多尔蒂发射机运作模式的理想电流分布。精确地，基带信号(IPMd/QPral)被适应性地拆分，以补偿由于输出合成器对与多尔蒂PA的原始设计频率不同的基带信号的载波频率的频率响应而导致的输出RF功率损耗；并且确保在多尔蒂PA的原始设计频率和超过该频率的拟理想负载调制行为。
[0055]数字信号分配单元24能够基于一组有限脉冲响应(FIR)线性相位数字滤波器被实施，该滤波器其被设计为确保以发射信号的每一频率组分执行最佳信号分离。
[0056]数字相位对准单元26是一种算法(根据图15)，其被应用于基带信号(Ic/Qc)、(ip1/qp1)和(iP2/qP2)，以生成基带信号 an^/QIN，c)、aIN，P1/QIN，P1)和(iin，P2/qin，P2)，从而针对相位不平衡问题补偿数字域。
[0057]参考图2，信号上变频模块28可以包括第一、第二和第三数模转换器(DAC)分别为30、32和34，并且包括三信道上变频器36。DAC30、32和34和三信道上变频器36可以是任何市场上可获得的部分。每一个DAC30、32和34是一个电子设备，其将在基带信号处理模块20的输出处获得的基带流(Iin，c/Qin，c)、(IIN，P1/QIN，P1)和(Iin，P2/Qin，P2)转换成连续的模拟信号。三信道上变频器30是一个电子设备，其采用来自DAC30、32和34的低频输入模拟信号来产生供给RF功率放大模块44的输入的RF信号RFIN，。(来自第一单信道上变频器38)、RFIN；P1 (来自第二单信道上变频器40)和RFin，P2 (第三单信道上变频器42)。
[0058]参考图2，信号上变频模块28可以包括第一、第二和第三数模转换器(DAC)分别为30、32和34，并且包括第一、第二和第三单信道上变频器分别为38、40和42。DAC30、32和34和单信道上变频器38、40和42可以是任何市场上可获得的部分。每一个DAC30、32和34是一个电子设备，其将在基带信号处理模块20的输出处获得的基带流(IIN，e/QIN，c)、(llN,Pl/QlN,Pl)和(IIN，P2/QIN，P2)转换成连续的模拟信号。上变频器36是一个电子设备，其采用来自DAC30、32和34的低频输入模拟信号来产生供给RF功率放大模块44的输入的RF十H 可 RFin, c、RFin, P1 和 RF IN，P2 ο