037]当同时考虑已知导频和数据载波的情况时，利用LMMSE准则估计，得到的基函数系 数矩阵为：
[0039] 其中，ypii〇t 为已知导频数据，WLMMSE = RhPH(PRhPH+Rd+R 叩 Uotr11P = DpiI0tSpiI0t, Dpiiot 表示Dq矩阵中由导频(pilot)所在位置提取的矩阵，为已知矩阵，其计算方法如公式(3)所 示，
[0040] Dq = FAqFH=Fdiag(Bt)WBLq，…，Bn-LtJF fl (3)
[0041] 上式中F为离散傅立叶变换矩阵，其第p行q列的元素为
，Fh为F 的共辄转置，R为F的前L列。Aq为对角矩阵：
[0042] Aq = diag{Bo,q，Bi,q，…，Bn-i,q} (4)
[0043] 其中，由所采用的基函数(复指数基函数、多项式基函数或椭球 基函数)决定。
[0044] Spilcit的计算如公式(5)所示。
[0046] 其中，響表示克罗内克积，Iq+i表示(Q+l)x(Q+l)的单位阵，diagkpiiot}中的Spii ot 表示发送的导频数据，FLpilcit为在Fl中根据导频位置提取的矩阵。Rh = E(hhH)表示信道基函 数系数的协方差矩阵，Rn = E (nnH) ,Rnpilcit是在1^中根据导频位置提取的矩阵。
D d a t a是在D q矩阵中由数据所在位置提取的矩阵。
其中Sdata的计算公式类似于公式(5)，只是矩阵的提取换成根据数 据的载波位置进行。
[0047] 如图5所示，本实施例中的导频结构不同于现有的图3中的导频结构，其数据符号 的每个符号的数据(data)和导频(pilot)载波进行了重新分配，导频为等间隔分布，且数据 的载波分布也不同于图3,由于没有插入"0"数据用于载波间干扰的消除，其中导频的数目 为16个，有效数据的位置仍为48个，传输效率并没有降低。这种导频结构的提出是针对本发 明所提出的接收机结构来设计的。因为本接收机的信道估计不是整个数据包只做一次信道 估计，本发明中数据符号中的导频不仅做相位跟踪的，导频的作用是用来完成每个数据符 号信道估计的，因此导频的数目增加，与此同时图3中的"0"数据也被用来放置数据和导频， 因此数据传输效率并没有降低。虽然数据符号载波分布发生了变化，但是数据载波的数目 并没有发生改变，因此发射和接收机中的交织器模块不需要进行改变，降低了改进方案的 难度。
[0048] 在本实施例中，设置模块100还可用于预设均方差阈值，则判断模块150确定迭代 循环前后算法是否收敛具体是通过判断迭代循环前后两次的数据之间的均方差是否小于 预设的均方差阈值，一般情况下，均方差阈值可以根据实际情况设置，一般设为0.001以下， 当前后两次数据之间的均方差小于预设的均方差阈值，就表示算法收敛，可以跳出循环，输 出解码后的数据。
[0049]本实施例通过估计模块根据提取的每个数据符号中的导频进行相应基扩展模型 的系数估计之后再计算时域相应数据符号的信道估计值，采用基扩展模型的信道估计算 法，充分利用数据符号中的导频，对每个数据符号进行信道估计，这样来对抗快速时间和频 率的双选择性衰落，因此信道估计比较准确。
[0050]当信道比较恶劣的时候，需要在信道估计算法中加入载波间干扰消除算法，再完 成每个数据符号的信道估计。
[0051 ]图7为本发明实施例二提供的一种梳状导频OFDM系统接收机结构示意图，如图7所 示，本实施例的接收机在图5基础上，判断模块150还用于判断循环次数是否等于预设的循 环次数计数初值，接收机进一步还包括:干扰消除模块160，用于在判断模块150确定循环次 数不等于预设的循环次数计数初值时，对每个数据符号中的导频数据进行载波间干扰 (ICI)消除，之后再使估计模块120根据提取的每个数据符号中的导频进行相应基扩展模型 的系数估计之后再计算时域相应数据符号的信道估计值。
[0052]本实施例在达到上述实施例一的技术效果的基础上，进一步通过干扰消除模块进 行ICI消除，进一步提高的信道估计的准确性。
[0053] 以下以N = 64个子载波的OFDM系统为例进行仿真结果比较说明，工作频段在 5.9GHz，信号带宽为IOMHz，长短前导码采用IEEE 802.1 la/p规定的前导码，导频为等间隔 的梳状导频，数目为16个。信道采用L = 4径的，每一径的平均功率为其中1=0，1，2,3,4，
,最大多普勒频移为IOKHz。
[0054] 采用本发明所提出的接收机的信道估计算法，其中信道的基扩展模型是基于复指 数基函数扩展建立的，因此由基函数组成的矩阵为B，维数为Nx(Q+l)，B的第p行q列的元素 Bp,q可以表示为：
[0056] 图8为信道衰落符合
分布的不同接收机信道估计的仿真结果示意图；图9 为信道衰落符合
分布的不同接收机信道估计的仿真结果示意图；如图8所示，当 信道每一径的衰落符合
分布的时候，迭代2次后，误比特率就有明显下降，最低可 达1.57xl0_3，对比传统的LS方法，误比特率有2~3个数量级的改进;如图9所示，当信道每一 径的衰落符合
分布的时候，加入载波干扰消除算法的误比特率要低于不加入载 波干扰消除算法的情况，迭代2次后，误比特率可达到4.7xl(T3，仿真结果说明当每一径平均 功率差别不大的情况下，需要加入载波干扰消除算法，来进一步降低系统的误比特率。
[0057] 由图8和图9可以看出，本发明的接收机输出的解码数据的误比特率相比现有技术 中的采用LS方法的误比特率降低了很多，同时与BEM(基扩展模型Basis Expansion Model) 单次执行算法的接收机输出的解码数据误比特率降低了很多，尤其是在信道信噪比（SNR) 较高的情况下，误比特率降低更加明显。因此，本接收机的通信质量得到了很大改善。
[0058]最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制;尽管 参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解:其依然可 以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换； 而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。
【主权项】
1. 一种梳状导频OFDM系统接收机，其特征在于，包括： 设置模块，用于预设迭代循环次数阈值及循环次数计数初值； 同步模块，用于采用短前导码实现粗同步，长前导码实现细同步和频偏估计； 估计模块，用于同步位置确定之后，采用提取的每个数据符号中的导频进行基扩展模 型的系数估计之后计算时域相应数据符号的信道估计值； 均衡模块，用于利用接收的频域数据符号和信道估计的结果，进行频域均衡； 解调制、解交织与信道解码模块，用于对频域均衡后数据进行对应调制模式的解调制， 对解调制的数据符号进行解交织，以及对解交织后的数据进行解码； 判断模块，用于更新循环次数计数，并判断迭代循环次数是否达到预设的迭代循环次 数阈值，如果没有达到预设的迭代循环次数阈值就利用解码的数据进行新一轮信道估计； 如果达到预设的迭代循环次数阈值，则进一步判断迭代循环前后算法是否收敛，若收敛，则 完成数据接收过程，否则调整同步位置后，再次进行信道估计。2. 根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，导频配置是等间隔的，且导频数目为数 据符号载波数目的1/8~1/4。3. 根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述判断模块还用于判断循环次数是否 等于预设的循环次数计数初值； 所述接收机还包括： 干扰消除模块，用于在判断模块确定循环次数不等于预设的循环次数计数初值时，对 每个数据符号中的导频数据进行载波间干扰消除，之后再使估计模块采用基扩展模型的信 道估计算法，并计算每个数据符号的信道估计值。4. 根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述设置模块还用于预设均方差阈值， 则所述判断模块确定迭代循环前后算法是否收敛具体是通过判断迭代循环前后两次的数 据之间的均方差是否小于预设的均方差阈值。5. 根据权利要求1~4中任一项所述的接收机，其特征在于，所述估计模块执行的系数 估计采用基扩展模型结合LMMSE准则的估计方法。6. 根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述基扩展模型为复指数基函数、多项 式基函数或椭球基函数。
【专利摘要】本发明公开一种梳状导频OFDM系统接收机，包括：设置模块，预设迭代循环次数阈值及循环次数计数初值；同步模块，采用短前导码实现粗同步，长前导码实现细同步和频偏估计；估计模块，采用提取的每个数据符号中的导频进行基扩展模型的系数估计之后计算时域相应数据符号的信道估计值；均衡模块，利用接收的频域数据符号和信道估计的结果，进行频域均衡；解调制、解交织与信道解码模块，对均衡后数据进行解调制、解交织以及解码；判断模块，用于判断迭代循环次数是否达到预设的迭代循环次数阈值，如果没有达到就利用解码的数据进行新一轮信道估计；如果达到，则进一步判断迭代循环前后算法是否收敛，若收敛，则完成数据接收过程，否则调整同步位置后，再次进行信道估计。本发明适用于高速移动无线通信系统。
【IPC分类】H04L27/26, H04L25/02
【公开号】CN105471802
【申请号】CN201610017989
【发明人】金婕, 王永琦, 方易圆, 江潇潇
【申请人】上海工程技术大学
【公开日】2016年4月6日
【申请日】2016年1月12日...