专利名称：简化封装中的混合式镇流器控制电路的制作方法
发明
背景技术：
领域本发明一般涉及用于荧光灯的电子镇流器，尤其涉及一种简化的混合式镇流器控制和封装。
现有技术的描述电子镇流器被应用于许多荧光照明应用中，尤其被用于使用开关半桥操作的那些应用中。在授予国际整流器公司的美国专利No.6,008,593中示出了这种电子镇流器。电子镇流器控制器已经发展到包括宽范围的功能和特性，它们包括响应电路中的功率系数校正和误差检测。典型的镇流器包括几个控制IC(集成电路)，其操作电子镇流器中的开关，并接收反馈信号以控制被开关半桥电路驱动的荧光灯。用于控制开关半桥的控制IC通常包括用于驱动开关信号的振荡器，该开关信号用于与荧光灯负载耦合的半桥开关。采用振荡器的电子镇流器的一种实现方式涉及到将压控振荡器(VCO)连接入电子镇流器，并使用合适的信号驱动该VCO以按需要调整开关频率。例如，在荧光灯应用中，可以调整电子镇流器的频率以使其在启动和故障状态期间改变，从而提高电子镇流器的操作。
电子镇流器还通常完成各种控制设计特性，如预热灯丝、点亮灯、将灯驱动到所需的功率水平、检测灯故障状态和安全停用电子镇流器等。因为使用功率金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)开关器件和绝缘栅双极型晶体管(IGBT)替换了以前使用的功率双极型开关器件，因而用于气体放电电灯如荧光灯的电子镇流器被广泛应用。单片门控驱动电路(如国际整流器公司销售的IR2155并在美国专利No.5,545,955中描述的)已被用于驱动电子镇流器中的功率MOSFET或IGBT。在大量应用中，IR2155门控驱动IC是有优点的，这是因为其以小的剖面封装在常规DIP(双列直插式组装)或SOIC(小块集成电路)封装中，并可在标准制造过程中使用。
在上述每种电子镇流器中，控制IC与开关半桥或电子镇流器其它部分中的功率开关分开实现。另外，控制IC使用外部元件(如无源元件)以获得如可编程的预热时间、最小频率等。设计者可根据应用的特定标准来确定这些外部器件，以提高控制IC的灵活性。然而，在许多应用中，期望获得一种简化的、低成本易操作的、应用特定的镇流器控制器以实现照明控制系统。
发明内容
根据本发明，提供了一种电子镇流器，其被充分简化和封装为单个的单元，以满足照明系统工业的需要。该单个的单元封装包括镇流器控制IC、用于对所述镇流器控制IC中的特性进行编程(programming)的无源元件以及开关半桥电路，用以向灯负载提供受控的功率输出。整个电子镇流器可以被并入(例如)只带有3个管脚的单个TO220封装中，以提供完整的电子镇流器操作能力。该电子镇流器控制器封装可将由MOSFET开关组成的开关半桥与镇流器控制器电路、充电泵电源和为电子镇流器确定控制参数的无源元件相结合。
在该混合式镇流器控制器所提供的特征中，预热时间由与镇流器控制器的VCO连接的集成电容设置。该混合式镇流器控制器还包括集成故障防护，其包括欠压锁定、非点亮状态、过流状态和灯丝断路故障。该混合式镇流器检测如果在点灯期间灯不能点亮时可能出现的过量电流。因为荧光灯通常利用谐振电感操作，电感可能饱和，导致灯点不亮的故障，该故障可由本发明的电子镇流器检测。该镇流器控制器可根据开关半桥中低端开关的RDSON值进行峰值系数测量。如果通过峰值系数测量检测到过量电流，则镇流器控制器进入故障模式，在故障模式中，开关半桥驱动器的输出被禁止以避免对照明系统和系统元件的损害。峰值系数测量是一种相对电流测量，它与温度和开关半桥的低端MOSFET的耐受性(tolerance)变化无关。因而，相对于只使用低端开关的RDSON电压而言，它可以获得更精确的电流检测。提供了锁定复位特征以允许电子镇流器在检测到故障后停机，这样在电子镇流器能够再次开始操作之前必须使供给电子镇流器的电能循环(cycled)。
在根据本发明的电子镇流器控制器中还提供了固定的最小频率特性。该特性可防止开关半桥的硬切换，以避免开关损失和对半桥开关元件的潜在损害。
在下面参照附图的本发明的说明书中，本发明的其他特征和优点将变得显而易见。
图1是根据本发明的混合式电子镇流器控制器的方框图；图2是根据本发明的混合式电子镇流器的示意电路图；图3是合并了根据本发明的电子镇流器的照明应用的电路图；图4的示意方框图示出了根据本发明的欠压防护的混合式电子镇流器；图5的示意方框图示出了根据本发明的频率操作的混合式电子镇流器；图5A是根据本发明的混合式电子镇流器控制器器的示意方框图，其中示出了自适应零伏最小电流开关操作(ZVMCS)电路；图6是示出了根据本发明的混合式电子镇流器控制器器的操作流程的状态流程图；图7是带有三个连接管脚的TO220封装的主视图和侧视图。
具体实施方案现在参照图1和图2，其中示出了在根据本发明的混合式镇流器控制器20中使用的集成控制电路100的方框图。控制电路100包括用于表示镇流器控制器的各输入和输出的带有编号的连接(connection)标记。VCC电压连接到连接编号1，同时VCO信号连接到连接编号3，并且最小频率元件在连接编号4处与FMIN相连。输出HO和LO分别为连接编号7和5，用于为半桥开关M1，M2提供驱动器输出。连接编号8处的电压VB为半桥驱动器13提供电源连接，同时连接编号6处的电压VS为半桥22中的高端开关M1提供基准电压。由COM标志的连接编号2代表公共电压连接以在控制电路100中提供回路和电压基准。
控制电路100还包括在电压VCC和VB之间的集成自举二极管(bootstrap diode)，其与电源电容CBOOT(图2)一起为高端驱动器电路提供启动电压。电路100还包括压控振荡器(VCO)21，其在电子镇流器控制器中完成多种功能。连接3上的信号VCO与用于确定VCO 21的频率的电容CVCO(图2)相连。通过控制电容CVCO充电的方式，VCO 21可以在包括启动模式、运行模式和故障模式的各种操作模式期间改变半桥22的开关频率。自适应反馈控制环利用从VS检测模块15中获得的电流检测反馈来影响VCO 21的频率。另外，自适应零电压和最小电流开关控制器19提供频率调整用以通过VCO 21和半桥驱动器13影响半桥的开关。开关控制器19根据VS检测模块15影响VCO 21的频率以在半桥22中获得零电压开关(ZVS)和最小电流开关(MCS)。如下面将详细描述的，通过施加在连接4上的信号FMIN的设置，VCO 21被可编程地限制到最小频率。
如图2所示，根据本发明的镇流器控制器20被示出为镇流器控制器20。镇流器控制器20并入图1所示的控制电路100，以接收控制输入并驱动由开关M1和M2组成的开关半桥22。在开关半桥22中的高端开关M1被连接到DC总线(由外封装连接1表示)。因而，开关M1将DC电源切换到混合式镇流器控制器输出管脚2。半桥22中的低端开关M2被连接到混合式镇流器控制器输出2和公共基准点3以向混合式镇流器控制器20提供所有的外电源连接。因而，被混合式镇流器控制器20开关的所有高功率信号流过半桥22的开关M1和M2。因而，混合式镇流器控制器20使用三个外连接以提供电子镇流控制功能，从而驱动谐振电路中的气体放电灯。由于混合式镇流器控制器20中的无源元件和开关M1、M2以及二极管D1、D2可以集成在例如一个小的基底上，所以可以在小封装(如带有三个管脚连接的TO220)中实现混合式镇流器控制器20。
现在参照图3，其中示出了带有电子镇流器控制器20的CFL灯33的电路图。镇流器控制器20提供了对电感LRES的输出，LRES与CFL灯33一起形成了谐振电路。直流电源通过连接1从电感L1、电容C1和全桥整流器BR提供给镇流器控制器20。镇流器控制器20的输出连接2通过由电感LRES和电容CRES组成的谐振电路向灯33提供高频电源。电感LRES和电容CRES的组合产生了具有谐振频率的谐振电路，用以高效地驱动灯33。镇流器控制器20包括自适应控制器19(图1)，其试图在接近由电感LRES和电容CRES组成的谐振电路的谐振频率的频率处驱动镇流器控制器20的输出。随着开关频率接近谐振频率，由于镇流器控制器20的输出2上的输出电流几乎与输出2上的输出电压同相，因而可发生最小电流开关。利用这种同相类型的近谐振操作，镇流器控制器20中的半桥的开关损失被最小化。
现在参照图4，图4示出了带有与欠压锁定模式运行相关的特定元件的混合式镇流器控制器20。在电源电压VCC降低到集成控制电路100的开启阈限之下时，进入欠压锁定模式(UVLO)。UVLO模式保持非常低的电源电流，也就是＜200μa，以允许控制电路100在半桥驱动器(高端和低端两者)被激励之前具有完全的功能。启动电容CVCC由VBUS经电阻RSUPPLY提供的电流减去控制电路100分出的启动电流后的电流充电。选择电阻RSUPPLY以从总线电压VBUS向电源控制电路100提供足够的电流。电容CVCC足够大，以至少在输入线电压的半个周期内将VCC电压维持在UVLO模式的阈限之上。电容CVCC保持VCC上的DC电压，并在VBUS提供峰值输入电压期间充电。当提供给VCC的电容CVCC上的电压达到了启动阈限时，控制电路100导通，并开始驱动输出HO和LO，以按照振荡方式开始切换半桥开关M1和M2。
在连接VB上提供的高端驱动电路电压最初在内部的自举二极管DBOOT以及电源电容CBOOT辅助下快速获得启动操作电压。由电容CCP和二极管DCP1及DCP2组成的充电泵电路为连接VS上的驱动电路提供低端驱动电压。在电路导通期间，需要在导通高端开关M1之前将高端电压源充电到合适的值。因而，在信号HO上传送第一脉冲之前，为对高端电源电路充电提供足够时间，在开关半桥中的开关操作开始时，信号LO提供第一振荡脉冲。
在UVLO模式期间，控制电路100被置于安全模式中，并且高端和低端驱动器输出HO和LO都分别被关闭或被束缚为低电平。另外，线路VCO被下拉至线路COM处的公共电压，以将VCO 21的启动频率复位成最大值。
现在参照图5，其中示出了根据本发明所述的带有频率扫描电路操作元件的电子镇流器的电路方框图。当电子镇流器被供电并开始运行时，通常采用频率扫描(frequency sweep)模式。当VCC超过UVLO正阈限时，控制电路100进入频率扫描模式。内部电流源31对连接在控制电路100的线路VCO上的电容CVCO充电。随着CVCO充电的同时，提供给VCO 21的电压开始成指数地倾斜上升。随着线路VCO上的电压增加，VCO 21的频率相应地降低，以朝向由例如电感LRES和电容CRES组成的谐振电路的谐振频率处倾斜下降。线路VCO上电压最初为零，其将VCO 21的输出频率设置到电路的最大频率。在预热和点灯(ignition)期间，在频率扫描模式中，线路VCO上的电压以下面公式(1)定义的指数波形倾斜上升。
v(t)＝V(1-e-t/RC) (1)线路VCO上的电压在倾斜上升期间接近5伏，其等同于一个最小频率，该频率是通过由与VCO 21相连接的信号FMIN提供的电阻RFMIN编程来确定的。由于通过内部非线性电流源31对电容CVCO充电，因而线路VCO上的电压成指数形式上升。可选地，线路VCO上的电压可通过电容器CVCO的编程而线性地倾斜上升。
当VCO 21的频率接近电子镇流器输出级的谐振频率，并且半桥开关M1和M2以接近该谐振频率的频率振荡时，连接节点2的输出电压和负载电流趋于增加。在输出电流和电压达到例如点亮灯33的水平或达到输出电流极限之前，开关频率连续降低。如果灯33成功点亮，则VCO的输入电压连续增加而达到接近4.6伏的值。一旦VCO 21的输入电压达到4.6伏，控制电路100切换到自适应运行模式，以维持零电压和最小电流开关操作(ZVMCS)。
在频率扫描模式期间，开关频率可减小以穿过谐振频率。因而，用于VCO 21的最小频率被电阻RFMIN编程，以获得比从由(如)电感器LRES、电容CRES和灯33组成的谐振电路期望的谐振频率的最小频率低的最小频率。在气体放电灯33作为被混合式镇流器控制器20控制的负载的情况下，谐振负载电路提供了高Q谐振，因此上述被编程的最小开关频率应低于高Q谐振频率。如果VCO 21的输入电压成指数上升，那么VCO 21的电压以较高的频率(在较高的频率处，与谐振输出级交叉的增益低)快速上升。当谐振输出级的增益低时，只有较少的电流用于预热的目的。因而，VCO 21输出频率越低，为获得更好的响应和增加了元件寿命，用于预热的电流就越大。
在接近谐振的较低频率处，VCO 21的输入电压的指数形状产生较低斜坡，在较低的频率处，谐振输出级的增益更高更稳定。因而，用更高的电流，预热就可以在更好的控制下实现。VCO的输入电压可以线性上升以更简化地驱动振荡频率向谐振频率靠近。
随着频率接近谐振，因为为了获得将灯点亮的输出电压，谐振回路(resonant tank)上的增益在谐振频率附近急剧增加，所以灯通常在超过谐振频率处被点亮。一旦灯被点亮，负载变为过阻尼并且谐振频率降低。因为在灯点亮之后电路进入运行模式，所以VCO 21的输出通常维持在谐振频率之上。
开关频率在多个周期内运行于谐振频率之下甚至到达FMIN点是可能的。然而，在运行模式期间，ZVS电路使频率回升。低于谐振开关频率运行的时间是短暂的，并不会导致任何问题或对电路的损害。
在频率扫描模式期间，当频率朝向高Q谐振频率下降时，灯丝预热，直到灯电压增长到足够点亮灯33的点为止。如上所指明的，最小频率由连接到控制电路100的信号FMIN的电阻RFMIN编程。最大频率被内部设定为比最低频率高的一个固定裕度(margin)，以确保在开始启动期间灯电压低，从而防止灯出现不期望的“闪烁”。通过选择合适的电容CVCO，就可对预热和达到发光的时间进行编程。
现在参照图5A，其中示出了在自适应运行模式期间电子镇流器的操作电路图。当VCO 21的输入电压增加到大约4.6V之上时，自适应运行模式被启动。在该点，频率通常已扫描通过了谐振频率，并且灯已点亮。当灯点亮时，输出级变为低Q的RCL电路，并且通过VCO 21将开关频率调整到稍高于谐振频率的所需操作点。根据自适应运行模式控制，操作频率被设置为尽可能接近于低Q的RCL输出级的谐振频率，同时在半桥开关级维持ZVS。随着开关频率接近谐振频率，输出电流几乎与半桥输出电压同相，从而导致MCS。因而控制器利用ZVS和MCS提供了自适应运行模式，使半桥开关M1和M2的开关损失最小。
VS检测模块15从半桥驱动器13获得反馈，以确定线路VS上的输出电压和相位。VS检测模块15在控制电路100的内部提供，以获得具有高抗噪声能力的良好的闭环操作特性。该闭环控制在接近于谐振频率的频率下操作半桥22，从而即使在生产和制造过程中产生不同的元件和灯的耐受性，电子镇流器也可以按照ZVS和MCS运行。另外，随着元件耐受性相对于时间而改变(例如灯33的特性在超出寿命期间后可能会改变)，以及随着输入线电压的改变，闭环控制提供ZVS和MVS。
通过在半桥开关的非重叠空载时间(deadtime)内检测的线路VS上的半桥电压输出，就可获得闭环ZVS和MCS控制。在每个半桥开关周期内，半桥电压回转到空载时间内的相对轨线(opposite rail)。在导通合适的开关之前，根据电压是否完全回转到相对轨线的判断来测量闭环频率控制参数。也就是说，如果电压没有回转到相对的轨线以使将被导通的开关上的电压为零，则开关频率过于靠近而不能谐振，并且闭环控制使频率稍高偏移。在导通低端开关M2之前，在开关导通之前所提供的大约100纳秒的小的时间间隔开始时进行电压回转测量，从而实现早期误差检测、并为响应提供安全裕度。如果在开关导通之前的大约100纳秒的时间内电压没有回转到零，则从内部电流源61向VCO输入3传送电流脉冲。该电流脉冲使电容CVCO轻微放电，以降低VCO 21的输入电压，并导致输出频率稍微增加。对于其它开关周期，由于被内部电流源63提供了电流，外部电容CVCO缓慢充电。因而随着电路操作频率因线电压或负载特性的改变等操作事件而被驱动到较低的频率时，自适应运行模式控制器稍向上调节该频率。这些操作事件趋于产生导致非ZVS开关的下降的谐振频率。当非零伏开关发生时，自适应闭环控制器电路将频率“轻轻地推”到稍高于谐振频率的较高值。在自适应运行模式中，闭环自适应控制维持谐振附近的开关频率以获得ZVS和MCS操作，尽管改变了输入线电压和电流状态、元件耐受性和灯/负载量。
在控制电路100开发中使用的制造过程是一个600伏的制造过程，并提供连接到VS的内部高压晶体管以精确地测量电压，尤其是非重叠空载时间期间的零电压。在半桥中的高端开关M1导通时(也就是，当线路VS处于DS总线电压时)的开关周期的部分期间，内部晶体管还要耐受高的DC总线电压。
控制电路100还包括由故障逻辑17(图1)确定的故障防护。如果在灯丝完好而灯没有点亮时发生了灯不能点亮的情况，则如上所述，灯电压和输出级电流在点灯斜坡期间增大至过量。当输出级电流和灯电压达到过量或谐振电感饱和时，则认为点灯期间发生了故障。通过在低端开关M2的整个导通时间期间在线路VS上进行内部测量来检测这种状态。在线路LO上提供的导通时间脉冲期间在线路VS上测量的电压由指示输出级电流的低端开关电流确定。测量流经低端开关M2的ON电阻的电流，也就是说，读取低端开关M2的ON电阻(RDSON)上的电压。通过使用低端开关M2的内部ON电阻，可检测半桥电流而无需附加的电流检测电阻，也无需在控制电路100中附加电流检测输入。在启动期间，低端开关M2的RDSON值起到了用于故障检测的电流检测电阻的作用，而线路VS起到了控制电路100的电流检测输入的作用。在启动期间，如上所述，当线路VS上的电压为低电平时，也就是低端开关M2导通时，内部高电压开关被导通，以允许通过低端电路获得电压测量，从而实现电流的检测。在其余的开关周期内，当高端开关M1导通并且DC总线电压被施加到线路VS上时，内部高压开关截止，以承受施加在线路VS上的高电压。
因为低端开关M2的内部导通(ON)电阻具有正温度系数，因而控制电路100进行内部峰值系数(crest factor)测量，以检测在灯点不亮的故障状态下可能出现的过量或危险的电流或电感饱和。控制电路100进行峰值系数测量以提供独立于温度和/或低端半桥开关M2的内部ON电阻RDSON的耐受性变化的相对电流测量。电流波形的峰值系数通常被定义为电流波峰(安培)与RMS(均方根)电流(安培)的比。例如，典型的正弦60Hz电流波形的峰值系数为1.4。因此，峰值系数测量在输出级获得了电流尖峰的指标，如果持续一定的时间量，这种电流尖峰可能是过量的或危险的。在本发明的优选实施方案中，使用值为4的峰值系数(也就是峰值电流是平均电流的4倍)来确定故障状态。
如果在线路LO上判断出超过平均电流4倍的峰值电流持续了大约50个开关周期，则控制电路100判断出发生了故障。在该点，在线路LO上的输出脉冲的导通时间期间，控制电路100进入故障模式，并且用于线路HO的门驱动器和LO驱动器被锁定为低电平。这种安全状态持续到电源被循环到控制电路100。优选地，电源电压VCC在内部UVLO阈限的上下反复循环。根据应用，峰值系数可被任意设置到给定数。另外，用于检测峰值系数故障的开关循环数可根据应用而设置为任意数。在电感饱和的情况下，在若干开关循环后确定故障是一个优点。在灯点亮期间，电感可以饱和几个周期，同时产生灯电弧(lamp arc)。饱和的电感作为关机故障条件。然而，在这种情况下，控制电路100在确定故障发生之前等待给定数的开关循环以避免错误的故障检测。
峰值系数检测的另一个实施方案是它仅在LO的导通时间期间(在LO的上升沿之后的小的延迟(lus)之后)启动峰值系数检测。在空载时间期间和HO的导通时间期间峰值系数检测被禁止。这是因为电感电流向LO导通时间的末端饱和。峰值系数检测被用于电感电流饱和检测。其他的故障状态(如灯丝断路)由非ZVS偏移和1V VCO关机阈限检测。在峰值系数检测期间，随着频率朝向点灯的谐振频率处扫描，电路获得电感可以在饱和之前传送的最大电压。由于电感饱和与温度高度相关，峰值系数将导致电路传送的最大电压根据温度对耐受性进行自动调整。例如在低温时，灯需要较高的点灯电压来点亮。由于在较低的温度下，电感可以在饱和之前忍受较高的电流，因而在峰值系数检测到饱和并关断之前，电路产生较高的电压。因而，在需要时，这种自适应特征在较低的温度下提供了较高的电压。另外，如果电感饱和水平低或使用了高变化的铁心材料，从而在制造期间饱和水平不一致，那么，电路将仍在饱和时关断，从而保护电路不被饱和期间发生的电流损害。
控制电路100检测的另一种故障是灯丝断开灯故障。灯丝断开的灯故障可能导致半桥的硬开关并潜在地伤害开关M1和M2。在故障状态出现大约50个开关周期之后由非零电压开关电路或峰值系数电路检测这种类型的故障。当确定出故障时，自适应控制进入故障模式，高和低门驱动器输出被锁定为低电平。对于灯不能点亮的故障，电源必须被循环到控制电路100以去除该故障状态。优选地，提供给VCC的电压在内部UVLO阈限的上下循环，以将控制电路100复位回预热模式。
控制电路100还提供了电压降低(brown out)或欠电压状态的防护。在电源电压降低故障状态期间，DC总线电压会降低，以导致灯谐振输出级的有效电压幅值降低，并会造成灯33熄灭。在这种状态下，控制电路100调节开关频率，从而维持ZVS。结果是随着DC总线电压的降低，频率增加。频率增加和电压的降低导致灯功率减小，并使灯33变暗但不熄灭。如果灯33在DC总线电压进一步降低时熄灭，则频率被移动到足够高，并且VCO电压降低至足够低，从而复位了预热/点亮扫描。当AC线电压再次升高时，频率将朝向谐振再次降低，并且灯33再次点亮。因而，控制电路100可免于受到灯丝断开、灯移除、元件耐受性、电源电压下降、以及灯寿命结束(此时，灯电压随着灯龄增长而升高，电路连续适应以维持ZVS，从而不会对电路造成损害)的损害。
现在参照图6，其中描述了控制电路100操作的流程图。在块51中导通电源之后，DC电源被提供给DC总线的两个轨线(rail)。在块52中，控制电路100进入UVLO模式，在该模式期间，半桥被维持在截止状态，同时提供给电子镇流器的电流大约为150μa。这里，线路VCO上的电压为零伏，并且VCO 21关闭。类似地，控制电路100的线路FMIN上的电压为零伏。一旦线VCC上的电压超过11.5伏(这是UVLO模式的上阈限电平)，则退出块52中的状态。一旦退出了块52中的状态，UVLO模式结束。
在UVLO模式结束时，进入块53中的频率扫描模式，在该模式期间，过流防护被开启，并且线路VCO上的电压开始成指数级增加。在优选实施方案中，线路VCO上的电压能够线性增长。在这种状态期间，随着VCO输入的倾斜上升，VCO 21的频率输出开始倾斜下降，从而导致半桥内产生振荡，以向负载提供电流和电压并使灯点亮。预热正是在这种状态期间发生，而且最大电流被提供给负载以实现预热和点亮。如果在该状态期间发生故障(如灯点亮故障)，则控制电路100进入块55中的故障模式状态以保护电子镇流器电路。另外，如果欠电压状态发生，也就是VCC小于9.5伏(UVLO的下阈限)，则控制电路100的状态返回到块52中的UVLO模式。
常规镇流器电路在预热时间期间保持固定的预热频率，随后使开关频率迅速倾斜上升以实现点亮。由控制电路100实现的预热方法以单频扫描的方式预热灯丝并点亮灯。通过调节电容CVCO的值，可简单地对这种方法的参数进行编程，从而实现充分预热。这种新颖的方法充分地减少了连接的数目和用于对预热功能进行编程的外部元件。常规镇流器控制IC需要有用来设置预热时间的第一个单独管脚、用来对更高的启动频率进行编程以防止灯在半桥初始启动时发生闪烁的第二个单独管脚、用来实现预热频率编程的第三个单独管脚、以及用来实现点亮斜坡时间(ignition ramp time)编程的第四个单独管脚。由于根据本发明的方法使用单个连接和单个无源元件，所以它极大地简化了电路、功能、系统成本、可生产性，并减小了控制电路100的大小、连接的数目、封装要求和最终测试。
另外，如果灯33正常点亮，则控制电路100进入块54中的自适应模式状态，并且线路VCO上的电压高于约4.6伏。这种状态允许在谐振操作附近实现零电压开关和最低电流开关。在块54中的自适应模式状态内，进行闭环反馈控制以根据从线路VS上检测到的电压来调节开关频率。正常自适应运行模式无限持续，或持续至检测到故障或发生了欠电压状态为止。如果发生欠电压，也就是VCC小于9.5V，控制电路100进入块52中的UVLO模式，从而关闭半桥驱动器并禁止VCO 21。按照这种方式，如果电源关闭，则半桥和整个电子镇流器在受控的模式下关闭，从而避免其它的元件损耗。
如果控制电路100在块54的自适应模式中操作，并发生了故障，则进入块55中的故障模式状态，在该状态中，半桥驱动器被禁止，并且VCO 21被关闭。这种状态类似于UVLO模式，只是块55的状态是基于对峰值系数故障的判断或非零伏开关操作持续了低端驱动器输出LO的大约50个开关周期而进入的。从块54到55的状态转换条件是要求峰值电压(峰值电流的代表)大于平均电压(平均电流值的代表)的4倍。这种判断提供了值为4的峰值系数用于过流或电感饱和状态检测。另外，控制电路100检测非零伏开关操作以判断是否发生了通常会导致半桥硬开关的错误。在上述每种故障条件的情况下，如果被检测的故障持续了低端驱动器输出LO的50个开关周期，则满足了故障条件，控制电路100进入块55中的故障模式状态。块55中的故障模式状态得到维持，直到电能被循环到控制电路100为止，即，VCC被降低到9.5伏的UVLO下阈限之下，在该点上，控制电路100转换到块52中的UVLO模式状态。
通过检测操作状态的改变，控制电路100检测开路负载(或灯丝断路)故障状态。在开路故障状态期间，控制电路100检测非ZVS状态并试图增加频率以将镇流器的操作恢复到ZVS。在出现负载被移除或灯丝断开的故障状态时，线路VCO上的电压降低以进一步提高VCO 21的输出频率。当线路VCO上的电压达到了大约1伏，则达到了用于VCO的最大频率。当线路VCO上的电压降低到低于1伏，则认为已经发生了故障状态，此时控制电路100将高端和低端控制输出HO和LO锁定为截止状态。这种带有1伏锁定阈限的用于线路VCO的故障状态不能被激活，直到线路VCO上的电压第一次从零伏上升到超过4.6伏为止，即，在预热和点亮之后。延迟故障状态阈限的启动可使控制电路100在不立即将高端和低端输出HO和LO锁定为截止的情况下启动，因为否则这会被判断为故障状态。
在正常启动顺序之后，灯丝断开故障状态由控制电路100处理。控制电路100导通并且线路VCO上的电压正常地从零伏上升到4.6伏以实现预热和点灯。一旦线路VCO上的电压超过了4.6伏，并且控制进入了自适应运行模式，则非ZVS防护被激活，这是因为有线路VCO上1伏的故障状态阈限用于锁定半桥输出HO和LO。这里，在灯丝断路状态下，VCO的频率输出连续增长以试图维持ZVS，直到线路VCO上的电压下降到低于1伏，而且控制电路100安全地锁定输出以实现对半桥的控制。在灯丝断路状态下，如上所述，用于关闭输出的时间大约为预热时间加上线路VCO上的电压放电而下降到1伏以下的时间。用于这些事件的总时间通常少于大约10毫秒。上述时限内的事件提供了总的关断时间，该关断时间足够短以防止对半桥开关和镇流器电路的损害。
在块54的自适应运行模式中提供的本发明的另一个特征是能够降低由镇流器产生的噪声的频率抖动(frequency dither)，它减少了镇流器输入上的EMI过滤。当线路VCO上的VCO 21输入超过5.1伏时，线路VCO上的电压线性放电200mv以到达约4.9伏。当线路VCO上的电压下降到4.9伏之下时，线路VCO上的电压随后再次充电到5.1伏。在块54的自适应运行模式中，线路VCO上电压的这种大约200mv的轻微充电和放电连续发生。这种充电和放电导致频率以几千赫兹抖动。结果，半桥的操作频率也轻微抖动，从而因为开关频率被扩频几千赫兹，所以在操作频率处的EMI干扰峰将降低。结果EMI干扰更低，这将导致减少或者可能去除镇流器输入上的外部EMI过滤。这种元件的减少或去除在降低成本以及减少整个系统的元件量方面获得了更好的系统操作优点。
现在参照图7，其中示出了TO220封装70的主视图和侧视图。封装70包括用于安装封装70的通孔72。在封装70的一个实施方案中，安装夹具74还起到了散热器的作用，用以去除去封闭在封装70中的电路的热量。封装本体75罩住根据本发明的混合式电子镇流器控制器。整个混合式电子镇流器电路被封闭在本体75中，包括无源电阻和电容元件、控制电路以及形成开关半桥的功率开关。
如图3所示，在照明电路中，混合式电子镇流器控制器20可以只用三个连接来实现。封装70包括三个连接管脚77A、77B和77C，它们全都是混合式镇流器控制器20使用的连接。因为封装70罩住了功率开关，所以管脚77A-77C有足够的尺寸来承受由功率开关在进行开关时产生的高电流。很明显，虽然在本申请中描述了TO220封装，但也可以使用许多其它类型的封装来罩住根据本发明的混合式镇流器控制器20。出于商业目的，封装应易于制造并易于处理，并具有标准尺寸和安装截面。虽然使用标准封装来罩住混合式镇流器控制器20，大量的大体积应用可以商业地实现。例如，罩住混合式镇流器控制器20的封装可以以简单和成本效益高的形式应用于照明装置，并由于标准封装配置而有可能自动装配。可选地，罩住混合式镇流器控制器20的封装可被提供给CFL灯制造商，被合并到例如单独的灯模块中，混合式镇流器控制器20的简单的三连接配置允许将其直截了当地并入气体放电照明电路中，以提高制造性并减少制造成本。
虽然本发明是结合其特定实施方案描述的，许多其他的改进和变换对本领域技术人员来说是显而易见的。因而声明，本发明不限于本文的特定公开，而只受所附权利要求的限制。
权利要求
1.一种用于驱动镇流器负载的单封装中的电子镇流器电路，包括功率开关，用于将功率切换到镇流器负载；驱动器电路，用于驱动所述功率开关；开关控制电路，其与所述驱动器电路连接，用于向所述驱动器电路提供信号以操作所述功率开关；反馈电路，其与所述驱动器电路和所述开关控制电路连接，用于根据所述驱动器电路的输出值向所述开关控制电路提供控制信息；故障响应电路，其与所述开关控制电路或所述驱动器电路连接，用于对所述电子镇流器中检测到的故障做出响应；并且根据故障的检测，所述故障响应电路能够进行操作以禁止所述驱动器电路工作。
2.根据权利要求1所述的镇流器电路，其特征在于，所述开关控制电路包括压控振荡器。
3.根据权利要求1所述的镇流器电路，还包括设置在所述故障响应电路中的故障标准；并且所述故障标准包括峰值系数指标和开关频率指标中的至少一种。
4.根据权利要求1所述的镇流器电路，还包括用于向所述开关控制电路供电的电源输入；以及自举二极管，其连接在所述电源输入和所述驱动器电路之间，用于为所述驱动器电路提供启动电压。
5.根据权利要求1所述的镇流器电路，还包括提供给所述开关控制电路的最小频率输入信号，用于为所述开关控制电路的操作提供最小频率。
6.根据权利要求1所述的镇流器电路，还包括电流源，其能够有选择地与所述开关控制电路连接，以调整所述开关控制电路的输入。
7.根据权利要求6所述的镇流器电路，其特征在于，所述电流源与所述反馈电路连接，用以根据所述驱动器电路提供给所述反馈电路的操作指示来调节所述开关控制电路的输入。
8.根据权利要求1所述的镇流器电路，其特征在于，所述反馈电路能够操作以处理来自所述驱动器的信号，并影响所述开关控制电路以获得用于开关的零伏开关操作和最小电流开关操作。
9.根据权利要求1所述的镇流器电路，其特征在于，所述电子镇流器电路包括开关半桥用以向负载供电，所述电路包括半桥驱动器，用于向所述半桥提供控制信号；所述开关控制电路与所述半桥驱动器连接，用于控制所述半桥驱动器以向所述半桥提供控制信号；所述反馈电路与所述半桥驱动器和所述开关控制电路连接，以根据所述半桥驱动器或所述半桥的操作值来更改所述开关控制电路的操作；以及峰值系数检测器，其与所述半桥驱动器和所述反馈电路连接，用于根据对负载分出的过量电流的检测来禁止所述半桥驱动器的输出。
10.根据权利要求1所述的镇流器电路，还包括输入调制控制器，其与所述开关控制电路连接，用于对所述开关控制电路的输入进行调制，以在特定的范围内改变提供给所述驱动器电路的信号。
11.根据权利要求1所述的镇流器电路，还包括一个检测信号，其与所述功率开关和所述反馈电路连接，并且能够操作以通过测量所述功率开关上的电压来提供电流检测。
12.根据权利要求9所述的镇流器电路，还包括在所述反馈电路中的高压开关，其用于检测所述半桥驱动器中的电流。
13.根据权利要求12所述的镇流器电路，还包括在使与正在导通的所述半桥的低端开关相关的所述高压开关导通之前的一个延迟。
14.根据权利要求1所述的镇流器电路，其特征在于，所述故障响应电路能够进行操作以检测最小开关频率故障。
15.根据权利要求14所述的镇流器电路，其特征在于，所述最小开关频率故障可作为所述开关控制电路的输入上的低电压来检测。
16.一种至多带有三个外部连接的单个封装中的电子镇流器电路，包括第一外部连接，用于接收来自电源的电能，以为所述电子镇流器电路供电；第二外部连接，用于向谐振负载供电，以及第三外部连接，用于与公共基准连接，以提供一个电回路。
17.根据权利要求16所述的电子镇流器电路，其特征在于，所述单个封装是带有三个电连接的TO220封装。
全文摘要
一种混合式电子镇流器电路，包括在单个封装中的镇流器控制器、半桥驱动器和功率开关半桥。所述镇流器电路包括多种故障防护和安全特性并且是自振荡的，用以驱动包括荧光灯的谐振电路。内部反馈和控制信号被提供以用于多种操作模式，包括启动、预热、正常运行模式和故障防护响应模式。压控振荡器调节所述开关半桥的开关频率以保持零伏开关操作和最小电流开关操作。整个镇流器控制器可仅带有三个外部连接，并可在TO220封装中实现。
文档编号H05B41/285GK1750729SQ20041007818
公开日2006年3月22日 申请日期2004年9月17日 优先权日2004年9月17日
发明者托马斯J·里巴里希 申请人:国际整流器公司