一种交流-直流功率变换器的制作方法

专利名称：一种交流-直流功率变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电子技术领域，尤其涉及一种交流-直流功率变换器。
背景技术：
交流-直流功率变换器(AC/DC converter)用以将交流电压转换为一恒定的直流电信号(例如直流电压或者直流电流)。由于交流-直流功率变换器的功率较高，因此广泛应用于驱动大功率的负载，例如电机、LED灯等。交流-直流功率变换器通常包括一整流桥，以将外部交流电压转换为一正弦半波直流输入电压来提供给后续变换电路。为了减小对交流电网的谐波污染，交流-直流功率变换器通常需要功率因数校正电路(PFC)来实现功率因数校正功能，获得一较高的功率因数。现有技术中，单级变换电路或者两级变换电路均可以实现功率因数校正功能以及获得恒定的输出电信号。参考图1，所示为一种采用现有技术的单级交流-直流功率变换器的一具体实施例。在该实施方式中，单级交流-直流功率变换器包括单级PFC主电路10和单级PFC控制电路20两部分。其中，单级PFC主电路为反激式(flyback)拓扑结构，单级PFC控制电路包括电流闭环控制电路21，电流控制电路22，过零触发电路23，隔离电路和乘法器U5。电流闭环控制电路21采样单级PFC主电路的输出电流，其输出信号经隔离电路后与输入电压经乘法器U5运算后得到的信号，作为基准信号输入至电流控制电路22的同相输入端，反相输入端采样输入电流，输出端连接至过零触发电路23。过零触发电路23包括电压比较器U3和RS触发器U4，电流控制电路22的输出端和电压比较器U3的输出端分别连接至RS触发器的复位端R和置位端S。RS触发器的输出信号通过控制开关管S的导通或者截止的状态，使输入电流跟随输入电压变化，以此提高单级PFC电路的功率因数。但是，采用这种实现方式，输出电流存在纹波，并且当纹波较大时，输出电流的误差较大，因此，输入端的电流存在较大误差，不能准确跟随输入电压的变化，功率因数大大降低。参考图2，所示为另一种采用现有技术的两级交流-直流功率变换器的原理框图。在该实施方式中，交流-直流功率变换器包括两级功率级电路203和205，以及第一级控制电路204和第二级控制电路206。第一级功率级电路203接收正弦半波直流输入电压，第一级控制电路204控制第一级功率级电路203，使得输入电流的波形跟随所述正弦半波直流输入电压，从而实现功率因数校正。与第一级功率级电路级联的第二级功率级电路205用以接收第一级功率级电路203的输出电压Voutl，根据LED灯207所需的驱动电压，第二级控制电路206控制第二级功率级电路205，以获得基本恒定的输出电流和输出电压，使之能够正常驱动LED灯207。采用图2所示的交流-直流功率变换器，对谐波的处理效果较好，可以达到较高的功率因数；具有独立的PFC级，可以对输入DC/DC级的直流电压进行预调节，输出电压比较精确；带载能力比较高，适合于功率较高的场合。但是，它至少需要两套控制电路和至少两个功率开关管，所需的元器件较多，成本较高；功率密度低，损耗比较大；尤其对于中小功率的电子设备，很不经济。

发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种交流-直流功率变换器，其通过控制和驱动电路控制功率级电路中的能量传输过程，以实现输出一稳定电信号驱动负载并且同时实现功率因数校正功能。本发明的交流-直流功率变换器较现有技术中的单级交流-直流功率变换器控制精度高，较两级交流-直流功率变换器控制结构简单，成本低。依据本发明的一种交流-直流功率变换器，包括一整流桥和滤波电容，以将外部交流电压转换为正弦半波直流输入电压，所述交流-直流功率变换器还包括第一储能元件、第二储能元件和第三储能元件，在每一开关周期内，在第一工作状态时，第一路径接收所述正弦半波直流输入电压，并对所述第一储能元件进行储能，所述第一储能元件上的第一电流连续上升；第二路径接收第二直流电压，并对所述第二储能元件进行储能，流过所述第二储能元件的第二电流持续上升；所述第一路径和所述第二路径共用一开关管；在第二工作状态时，所述第一储能元件通过第三路径释放能量至所述第三储能元件和一负载，以在所述第三储能元件上产生所述第二直流电压，同时所述第一电流连续下降；所述第二储能元件通过第四路径将能量释放至所述负载；其中，所述第一电流跟随所述正弦半波直流输入电压变化，并且所述交流-直流功率变换器的输出电信号维持恒定。优选的，在第一工作状态时，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径对所述第一储能元件进行储能和释放能量至所述负载。优选的，在第一工作状态时，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径对所述第一储能元件进行储能和释放能量至所述负载；并且，所述第二直流电压通过所述第二路径对所述第二储能元件进行储能和释放能量至所述负载。优选的，所述第一储能元件包括第一感性元件，所述第二储能元件包括第二感性元件，所述第三储能元件包括一容性元件。进一步的，所述的交流-直流功率变换器还包括控制和驱动电路，其接收所述第一电流和第二电流的峰值电流信号，以据此产生一驱动信号来驱动所述开关管。优选的，在第一工作状态时，所述开关管处于导通状态；在第二工作状态时，所述开关管处于关断状态。优选的，所述第一储能元件、所述第三储能元件、所述第一路径和所述第三路径组成第一级功率级电路。优选的，所述第二储能元件、所述第二路径和所述第四路径组成第二级功率级电路。优选的，所述输出电信号包括一!'亘定的输出电流，用以驱动LED负载。依据上述的一种交流-直流功率变换器，其两级功率级电路共用一开关管和控制和驱动电路，简化了电路结构，同时实现了功率因数校正功能和输出恒定电信号驱动负载，在电路更加简洁的基础上保证精度的准确，成本低，准确性好。在隔离式功率级电路中，本发明中的控制和驱动电路只采样原边信号来推算出输出电流的信息，从而控制输出电信号的稳定，实现了从原边控制恒流驱动，安全性好。


图1所示为采用现有技术的一种单级交流-直流功率变换器的原理框图；图2所示为采用现有技术的一种两级交流-直流功率变换器的原理框图；图3A所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第一实施例的原理框图；图3B所示为图3A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；图3C所示为图3A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；图4A所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第二实施例的原理框图；图4B所示为图4A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；图4C所示为图4A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；图5A所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第三实施例的原理框图；图5B所示为图5A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；图5C所示为图5A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；图6A所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第四实施例的原理框图；图6B所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；图6C所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图。
具体实施例方式以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。参考图3A，所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第一实施例的原理框图。在本实施例中，外部交流电压经整流桥BR和滤波电容Cl整流滤波后得到一正弦半波直流输入电压Vin。所述交流-直流功率变换器还包括第一储能元件即电感LI，第二储能元件即变压器Tl (包括原边绕组Lp和副边绕组Ls)，第三储能元件即电容C2。此外，所述交流-直流功率变换器还包括控制和驱动电路301，所述控制和驱动电路301控制所述开关管Q的开关状态。
参考图3B，所示为图3A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；在第一工作状态时，所述控制和驱动电路301控制所述开关管Q导通，电感L1、二极管Dl和开关管Q形成第一路径①，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径①对所述电感LI储能，所述电感LI上的第一电流I1持续上升。电容C2、变压器Tl的原边绕组Lp和开关管Q形成第二路径②，电容C2两端的的第二直流电压Vbus对所述原边绕组Lp释放能量，变压器Tl储能，其原边绕组Lp上的第二电流I2持续上升。参考图3C，所示为图3A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；在第二工作状态时，所述控制和驱动电路301控制所述开关管Q关断，所述电感L1、二极管D1、变压器Tl的原边绕组Lp和电容C2形成第三路径③，所述电感LI释放能量，第一电流I1持续下降，所述电感LI释放的能量一部分通过变压器Tl传递给负载，另一部分用以给电容C2充电，电容C2两端产生所述第二直流电压Vbus。变压器Tl的副边绕组Ls、二极管D2和电容C3形成第四路径④，变压器中储存的能量通过所述第四路径传递至负载。
其中，所述二极管Dl用以防止在第二工作状态时，第三路径中的电流回流至输入端。此外，所述交流-直流功率变换器中的控制和驱动电路301接收所述第一电流I1和第二电流I2的峰值电流信号Ipki和IPK2，以及电感LI上电流从峰值下降至为零的时间Iffl和变压器Tl中激磁电感上电流从峰值下降至为零的时间Iff2,以产生一驱动信号来控制开关管Q的开关动作，以实现功率因数校正和恒定的输出电流。其中，峰值电流信号Ipki和Ipk2可通过现有的或改进的任一种峰值采样电路对第一电流I1和第二电流I2采样实现，图3Α中没有示出具体电路结构。另外，本实施例中所述第一路径①和第三路径③形成一升压型功率级电路，其接收正弦半波直流输入电压Vin以在电容C2的两端产生一基本恒定的第二直流电压Vbus。当电容C2的电容值较大时，电容C2两端的电压Vbus波动很小，可保持基本恒定。所述第二路径②和第四路径④形成一反激式功率级电路，其接收电容C2两端的第二直流电压Vbus以通过第四路径④产生一基本恒定的输出电压Vo，以及一基本恒定的输出电流Io来驱动负载，如LED负载。从图3A中可以看出，所述升压型功率级电路中的第一路径①和反激式功率级电路中的第二路径②共用开关管Q以及控制和驱动电路301。因此，本实施例中的交流-直流功率变换器结构较现有技术简单，控制更加简易。下面根据上述实施例的交流-直流功率变换器的电路结构，以及不同工作状态时的导电路径详细说明本实施例中的交流-直流功率变换器的功率因数校正以及恒定输出电信号的实现原理。根据反激式功率级电路的工作原理，在变压器中的励磁电感电流工作于临界导通模式(BCM)时，且电感LI电流下降到零的时间早于变压器中励磁电感电流下降到零的时间，输出电流如下公式(I)计算得到I0 =Ipkl X 晉 X^ +Ipk2 X 發(I)其中，Ipkl表示电感LI上第一电流的峰值电流；Ipk2表示变压器Tl的原边绕组上第二电流的峰值电流；n表示变压器Tl的原边绕组Lp与副边绕组Ls的匝数之比^ffl表示电感LI上电流从峰值下降至为零的时间At5ff2表示变压器中励磁电感上电流从峰值下降至为零的时间；ts表不一个开关周期，为和之和。其中，所述第一电流的峰值电流Ipkl可由以下公式计算获得Ipkl - X tOn这里，Vin表示正弦半波直流输入电压，L1表示电感LI的电感值，tm表示开关管Q的导通时间。所述第二电流的峰值电流Ipk2可由以下公式计算获得Ipk 2 — X ton
这里，Vbus表示电容C2两端的第二直流电压，L2表示电感L2的电感值。此外，电感LI上电流从峰值下降至为零的时间Iffl可由公式计算得Vh^0-VinXt°n其中，所述Vo为所述交流-直流功率变换器的输出电压。励磁电感上电流从峰值下降至为零的时间Iff2可由公式计算得torT2 =^-Xton一个开关周期ts为ts = ton + toff2 — b:v~ x ton将上述Ipkl、Ipk2> toffl, toff2和ts的计算公式均代入Io的公式(I)中得
「 n .nL Γ Vin2XnV0, Vhus 2I/。、
0064 L = —-- X ton X ---2---h( 2 )
0 2(n Vtl+Vhus) on LCVbus +HV0-Vin) XL1 L2 J从公式(2)中可以看出，除正弦半波直流输入电压外，其它均为恒定值，因此，要实现输出电流Itl恒定，则只需要控制开关管的导通时间tm，以使得导通时间tm与式(2)第一项多项式的乘积为一恒定值即可。导通时间可由控制和驱动电路控制，在本实施例中，控制和驱动电路根据所述第一电流的峰值电流Ipkl、所述第二电流的峰值电流Ipk2、电感LI上电流从峰值下降至为零的时间Iffl和原边绕组Lp上电流从峰值下降至为零的时间^ff2可控制调整导通时间tm，以实现控制输出电流Io恒定。控制和驱动电路301可以为任何合适形式的已知的或者改进的电路，在此不再列举实施例进行说明。从上述控制方案中可以看出，本发明实施例的控制和驱动电路只采样原边信号，从采样的原边信号推算出输出电流，从而实现输出恒流控制，因此，本方案采用的原边控制方案不但精度高，而且安全性好。根据升压型功率级电路的工作原理，其本实施例中的输入电流Iin即电感LI上的第一电流可由下式计算获得J1=Ipaixhi^hKi⑶
2ts由式(2)可得到导通时间tQnS ;
「00691 t — 2xi0x(nVo+Vbus ) X_(Vbus +IiV0-Vin)xLiXL2_
on - Vin2XnV0XL2+Vbus 2XL1XCVhljs +nV0-Vln)将Ipkl、tQn、tQffl、ts和tQn的计算公式均代入上式(3)中得
j _ \j 、，V0Xl0X(V^us +nVo)xL*2λ Λ It 一 Vjn X τι2 Tr t 77τ 2I TTr :7TlTI 4 J
Vjrt XnV0 X 1^2 +Vhus xL^ X(V^us +nV。~*V^n )
从式(4)中可以看出，由于第二直流电压Vbus较大，因此，后一项多项式可近似为一常数，输入电流Iin近似跟随正弦半波直流输入电压Vin的变化，实现了功率因数校正功倉泛。需要说明的是，上述的推导公式只适用于在变压器中的励磁电感电流工作于临界导通模式(BCM)时推导的结果，工作模式不同其推导过程亦不相同，在此不一一概述。从上述推导过程可以看出，本发明实施例的交流-直流功率变换器，其两级功率级电路只需一个开关管和控制和驱动电路即可实现能量的传输过程，并完成功率因数校正和输出恒定电信号。本发明实施例中在第二工作状态时，由于第一储能兀件电感LI和第二储能元件变压器Tl中的能量均可释放供给负载，因此，对第三储能元件电容C2的耐压要求较低。此外，本发明实施例的电路结构简单，但控制精度高，纹波小，稳定性好，可很好地应用于LED驱动等场合。参考图4A，所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第二实施例的原理框图。本实施例中的交流-直流功率变换器的第一储能元件为电感L2，第二储能元件为变压器Tl、第三储能元件为电容C4。参考图4B所示为图4A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；在第一工作状态时，所述控制和驱动电路401控制开关管Q导通，二极管D1、电感L2和开关管Q形成第一路径①，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径①对所述电感L2储能，所述电感L2上的第一电流I1持续上升；变压器Tl的原边绕组Lp、二极管D4、电容C4形成第二路径②，所述电容C4两端的第二直流电压通过第二路径给变压器储能，流过原边绕组Lp的第二电流持续上升。图4C所示为图4A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；在第二工作状态时，所述控制和驱动电路401控制开关管Q关断，电感L2、变压器Tl的原边绕组Lp、电容C4、二极管D3形成第三路径③，电感L2释放能量，流过电感L2中的第一电流持续下降，电感L2中的能量一部分通过变压器Tl输出至负载，另一部分用以给电容C2充电，电容C2两端产生所述第二直流电压Vbus，同上述实施例，在电容C2的容值较大时，其两端电压基本恒定，即所述第二直流电压Vbus基本恒定；变压器Tl的副边绕组Ls、二极管D2和第三电容C3形成第四路径④，变压器储存的能量通过所述第四路径④传递给负载。从上述过程得出，本实施例中的第一路径①和第三路径③形成一升降压型功率级电路，其将所述正弦半波直流输入电压Vin转换为电容C4的两端的基本恒定的第二直流电压Vbus。第二路径②和第四路④径形成一反激式功率级电路，其接收所述第二直流电压Vbus以产生一基本恒定的输出电压Vo，以及一基本恒定的输出电流Io来驱动LED负载。其中，二极管D3用以在第三路径中为电感L2提供续流通路；二极管D4用以防止输入电压Vin直接连接到地。本实施例中的交流-直流功率变换器的功率因数校正以及恒定输出电信号的实现原理与第一实施例基本相同，其详细推导过程不再阐述。同理，本实施例中的交流-直流功率变换器的能量传输过程只需要一个开关管和控制和驱动电路，并同时实现了功率因数校正和恒定输出电信号，电路结构简单，精度高。参考图5A，所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第三实施例的原理框图。本实施例中的交流-直流功率变换器的第一储能元件为电感L3、第二储能元件为电感L4、第三储能元件为电容C5。
参考图5B，所示为图5A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；在第一工作状态时，所述控制和驱动电路501控制所述开关管Q导通，二极管D1、电感L3、电容C3和开关管Q形成第一路径①，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径①对所述电感L3储能，所述电感L3上的第一电流I1持续上升，同时，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径①将能量传递给负载；电容C5、电感L4、电容C3和开关管Q形成第二路径②，电容C5通过第二路径②释放能量，电感L4储能，电感L4上的第二电流上升，并且电容C2中的能量同时也供给负载。参考图5C，所示为图5A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；在第二工作状态时，所述控制和驱动电路501控制所述开关管Q关断，电感L3、电容C3、二极管D5、电容C5形成第三路径③，电感上第一电流I1持续下降，电感L3释放能量，其能量一部分用以供给负载，一部分用以给电容C5充电，电容C5两端产 生所述第二直流电压Vbus ;电感L4、电容C3、二极管D5形成第四路径④，电感L4通过所述第四路径④将能量传递给负载。其中，二极管D5用以作为电感L3和L4续流回路。在本实施例中，第一路径①和第三路径③形成一升压型功率级电路，以将所述正弦半波直流输入电压Vin转换为电容C5的两端的基本恒定的第二直流电压Vbus。第二路径②和第四路径④形成一降压型功率级电路，以接收所述第二直流电压Vbus以产生一基本恒定的输出电压Vo，以及一基本恒定的输出电流Io来驱动LED负载。下面根据本实施例的交流-直流功率变换器的电路结构，以及不同工作状态时的导电路径详细说明本实施例中的交流-直流功率变换器的功率因数校正以及恒定输出电信号的实现原理。根据降压型功率级电路的工作原理，当电感L3中电流工作于断续导通模式(DCM)、电感L4电流工作于临界导通模式(BCM)时，输出电流Io如下公式(5)计算得到I0 =l^X7on +Toff3· + IeUI X Ton +Toff4i(5)
0 2Ts2Ts其中，Ipk3表示电感L3上第一电流的峰值电流；Ipk4表示电感L4上第二电流的峰值电流Atxff3表示电感L3上电流从峰值下降至为零的时间Atjff4表示电感L4上电流从峰值下降至为零的时间；ts表示一个开关周期，为七 和^ff4之和。其中，电感L3的峰值电流可由以下公式计算获得
TVin -V0 IIpjt^ —X tonOA生，^in表不正弦半波直流输入电压，Vo表不输出电压，1^表不电感L3的电感值， 表示开关管Q的导通时间。电感L4的峰值电流可由以下公式计算获得
τ _ ^bus —V。V- j.Ipk 4 — L4 ton这里，Vbus表示电容C5两端的第二直流电压，L4表示电感L4的电感值。此外，电感L3中电流从峰值下降至为零的时间Uf3可由公式计算得toff3 = -~° X ton
Vbus +V0-Vin
电感L4中电流从峰值下降至为零的时间Iff4可由公式计算得
权利要求
1.一种交流-直流功率变换器，包括一整流桥和滤波电容，以将外部交流电压转换为正弦半波直流输入电压，其特征在于，所述交流-直流功率变换器还包括第一储能元件、第二储能元件和第三储能元件，在每一开关周期内，在第一工作状态时，第一路径接收所述正弦半波直流输入电压，并对所述第一储能元件进行储能，所述第一储能元件上的第一电流连续上升；第二路径接收第二直流电压，并对所述第二储能元件进行储能，流过所述第二储能元件的第二电流持续上升；所述第一路径和所述第二路径共用一开关管；在第二工作状态时，所述第一储能元件通过第三路径释放能量至所述第三储能元件和一负载，以在所述第三储能元件上产生所述第二直流电压，同时所述第一电流连续下降；所述第二储能元件通过第四路径将能量释放至所述负载；其中，所述第一电流跟随所述正弦半波直流输入电压变化，并且所述交流-直流功率变换器的输出电信号维持恒定。
2.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，在第一工作状态时，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径对所述第一储能元件进行储能和释放能量至所述负载。
3.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，在第一工作状态时，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径对所述第一储能元件进行储能和释放能量至所述负载；并且，所述第二直流电压通过所述第二路径对所述第二储能元件进行储能和释放能量至所述负载。
4.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，所述第一储能元件包括第一感性元件，所述第二储能元件包括第二感性元件，所述第三储能元件包括一容性元件。
5.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，还包括控制和驱动电路，其接收所述第一电流和第二电流的峰值电流信号，以据此产生一驱动信号来驱动所述开关管。
6.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，在第一工作状态时，所述开关管处于导通状态；在第二工作状态时，所述开关管处于关断状态。
7.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，所述第一储能元件、所述第三储能元件、所述第一路径和所述第三路径组成第一级功率级电路。
8.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，所述第二储能元件、所述第二路径和所述第四路径组成第二级功率级电路。
9.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，所述输出电信号包括一恒定的输出电流，用以驱动LED负载。
全文摘要
本发明公开了一种交流-直流功率变换器，通过控制和驱动电路控制两级功率级电路中的能量传输过程，以实现输出一稳定电信号驱动负载并且同时实现功率因数校正功能。本发明的交流-直流功率变换器两级功率级电路共用一开关管和控制和驱动电路，电路结构更加简单，降低了电路成本，而且输出纹波小，精度高。此外，本发明中的控制和驱动电路只采样原边信号来推算出输出电流的信息，从而控制输出电信号的稳定，实现了从原边控制的恒流驱动，安全性好。
文档编号H05B37/02GK103023352SQ20121053881
公开日2013年4月3日 申请日期2012年12月11日 优先权日2012年12月11日
发明者邓建, 赵晨 申请人:矽力杰半导体技术(杭州)有限公司