专利名称：放电灯镇流器的制作方法
技术领域：
本发明涉及与相角调光器联用的放电灯镇流器，所述放电灯镇流器包括一对电源输入端子，用于接收相角控制的AC电源电压；镇流装置，用于向放电灯提供电功率，所述镇流装置包括(i)DC输入端，其上接收大致恒定的DC电压，(ii)调光输入端，它与所述DC输入端分离，用于接收调光信号，和(iii)第一控制装置，用于将供给放电灯的电功率控制在与调光信号的特性相应的电平上；电源装置，它连接至所述电源输入端子，用于向所述镇流装置的所述DC输入端提供大致恒定的DC电压；和调光信号分取(deriving)装置，用于从相角控制的AC电源电压中分取调光信号，并且用于向所述镇流装置的所述调光输入端提供调光信号。
这种放电灯镇流器(也称为镇流器)可从美国专利5101142中获知。在灯工作过程中，这种公知的镇流器的镇流装置产生高频灯电流。放电灯消耗的功率量被控制在与调光信号的特性相应的水平上。这个调光信号则是由调光信号分取装置从相角控制的AC电源电压中分取的。这种公知的镇流器还从所述相角控制的AC电源电压接收功率。由于这些原因，这种公知的镇流器只需要通过所述的一对电源输入端子连接至相角调光器的输出端，这些输出端提供所述相角控制的AC电源电压，此电压既作为电源电压又作为供分取调光信号的信号。结果是，一方面，这种公知的镇流器的安装很简单，另一方面，采用相角调光器可以控制由这种公知的镇流器操纵的放电灯的光输出，而在其他情况下这种相角调光器仅适于对白炽灯进行调光。但是，这种公知的镇流器的一个重要缺点是，当借助于相角调光器改变相角控制的AC电源电压的导通角时，不仅调光信号变化，大致恒定的DC电压也变化。有效调光范围因此被限制于小导通角上，因为DC输入端的DC电压降至低电平。由于依从(compliance)电压(即维持灯点亮需要的电压)随亮度增大而增大，在小导通角下DC电压的降低使得镇流装置不能维持依从电压。因此，在小导通角下，放电灯将趋于熄灭。
本发明的一个目的是要提供一种放电灯镇流器，该镇流器容易安装，并且允许采用相角调光器在相当宽的范围内控制由该镇流器操纵的放电灯的光输出。
因此，根据本发明，起始段落中所述的镇流器的特征在于所述电源装置包括反馈装置，用于将所述DC电压维持在大致恒定的电平上，而不受相角控制的AC电源电压的导通角的影响。由于DC输入端上出现的DC电压的幅度保持基本不变，镇流装置可以在相角控制的AC电源电压的相当宽的导通角范围内维持依从电压。结果是，本发明的镇流器允许在相当宽的范围内控制由这个镇流器操纵的放电灯的光输出。
已经发现，在调光信号的特性为调光信号的电压的情况下，本发明的镇流器可以按相当简单和可靠的方式实现。
该镇流器最好还包括连接至所述电源输入端子的整流装置，用于向所述电源装置和所述调光信号分取装置提供全波整流DC输出电压，并且其中所述的调光信号分取装置装配有滤波装置，用于产生一个与所述整流装置输出的整流DC电压的平均值成比例的调光信号。已经发现，在所述滤波装置包括一个两极(pole)滤波器或者在所述滤波装置包括一个三极滤波器的情况下，该镇流器平稳和可靠地工作。该镇流器最好包括另一滤波装置，用于抑制高频谐波进入电源，所述另一滤波装置包括一个滤波电容器，此电容器耦合至所述整流装置的一个输出端并由所述的整流输出电压充电，其中所述电源装置包括(i)一个可控开关装置，它可以在导通和非导通开关状态之间转换并为所述滤波电容器提供放电路径，和(ii)控制装置，用于控制所述开关装置的开关状态，所述控制装置以高于所述电源频率的频率转换所述开关装置的所述开关状态，以控制DC电压，并且其中所述电源装置的所述控制装置包括维持所述开关装置的所述高频转换的装置，以便在所述相位控制的整流输出电压处于或接近零时使所述滤波电容器放电。因为当相位控制的整流输出电压处于或接近零时滤波电容器快速放电，这个滤波电容器上的电压波形与整流的相角控制的AC电源电压基本上是相同的。包含在调光信号分取装置中的滤波装置耦合至此滤波电容器，并且可以较容易地从此滤波电容器上的电压中分取一个信号，此信号与所述整流装置输出的整流DC电压的平均值成比例。由于这个原因，包含在调光信号分取装置中的滤波装置可以按较简单的方式实现。
已经发现，在该镇流器如此构成的情况下，在调节采用本发明的镇流器控制的放电灯的光输出水平的过程中产生的功率失衡可以在很大程度上得到抑制，即，第一控制装置的特性响应时间小于所述反馈装置的特性响应时间，所述的用于分取所述调光信号的装置的特性响应时间小于所述反馈装置的特性响应时间并且大于所述第一控制装置的特性响应时间。电路的特性响应时间是指，由于输入的改变，电路的输出达到其最终值的90％所需的时间。
已经发现，在以下情况下，采用本发明的镇流器控制的放电灯的灯电流的波形因数可以维持在较低的水平上，即，所述调光信号分取装置包括用于抑制以两倍于相角控制的AC电源电压的频率存在于调光信号中的波纹的装置。这些装置最好借助于能衰减所述波纹的电子滤波器实现。
下面将参照附图进一步描述本发明的实施例。附图中
图1是本发明的镇流器的方框图；图2-3详细示出图1的镇流器的部分电路；图5示出一个相角调光器。
图1中所示的荧光灯控制器包括一个滤波器“A”，此滤波器连接至全桥整流器“B”输入端，它们一起将AC(交流)电源电压转换成整流器“B”输出端的经整流和滤波的DC(直流)电压。预调节电路“C”包括用于有效功率因数校正以及用于增大和控制整流电路B输出的DC电压的电路，此DC电压施加至一对DC导轨(rail)RL1、RL2。电路“D”是用于控制灯的工作的镇流装置，它包括一个DC-AC转换器或变换器“E”、一个谐振回路输出电路“F”和一个用于控制变换器的控制器“G”。灯La连接至谐振回路输出电路F的输出端。变换器E是半桥控制器或驱动器控制下的半桥结构，电路G向输出电路F提供高频方波输出电压。谐振回路输出电路F将半桥的方波输出转换成正弦灯电流。
保护电路“H”提供后备停止功能，它能防止在一个或全部两个荧光灯已损坏或已从其插座中取出时输出电压施加至灯端子上。保护电路还在其检测出每个灯的两个灯丝电极均正常时重新启动控制器G。
调光接口电路“I”耦合至整流电路B的输出端，并连接至设置于控制器G中的镇流电路的调光输入端，以控制灯的调光。调光接口电路向控制器G提供调光电压信号，此信号与相角调光器的设定成比例。
滤波电路A(图2)包括一对输入端子1’、2’，用于接收例如120V的正常交流电源电压。第一和第二扼流圈L1、L2各自具有通过输入线1、2连接至相应端子1’、2’的第一端和连接至全桥整流器B的相应输入节点12、17的第二端，全桥整流器B由二极管D1-D4组成。一个保险丝F1串接于扼流圈L1和输入端子1’之间。瞬态浪涌抑制金属氧化物变阻器V1桥接输入线1、2。此变阻器在电源电压下很少导电，但在较高电压下容易导电，从而防止镇流器承受高的瞬态浪涌电压。整流器分别通过节点13、18在一对DC导轨RL1、RL2上提供全波整流输出电压。二极管D2的阴极和二极管D1的阳极在节点17处连接至输入线2，二极管D4的阴极和二极管D3的阳极在节点12处连接至输入线1。二极管D2和D4的阳极在节点18处连接至DC导轨RL2，二极管D1和D3的阴极在节点13处连接至DC导轨RL1。对于在端子1’、2’上的120V和60HZ的AC输入，桥式整流器在导轨RL1、RL2上输出峰值为170V的120HzDC脉冲。桥式整流器的输出还从下面将要讨论的外部相位控制调光器传递相位控制信息。
电容器C1和C2串联，其中点接地，它们各自具有很小的电容量并形成一个共模滤波器，此滤波器防止来自于镇流器的很高频率的分量进入电源线。扼流圈L1、L2和电容器C3、C4形成一个EMI(电磁干扰)滤波器，此滤波器在电源频率时具有低阻抗，而在高得多的镇流器工作频率时具有高阻抗，从而减轻了EMI回传至电源线。EMI滤波器的工作原理将与接口和预调节电路一起详细讨论。
预调节电路C(图2)包括集成电路(“IC”)控制芯片U1的主要元器件(在本实施例中芯片U1为Linfinity LX1563)、以变压器T1的形式组成的升压电感器、存储电容器C10和升压开关Q1，它们一起形成一个开关模式电源(“SMPS”)。控制器U1控制开关Q1的开关转换，以便(i)控制来自于电源线的电流的功率因数和(ii)控制并使电容器C10两端以及导轨RL1、RL2之间的电压增大至约为直流300V。
升压电感器T1包括一个初级线圈52，此线圈的一端连接至节点13，另一端连接至二极管D6的阳极。二极管D6的阴极连接至预调节电路C的输出端80。二极管D6的阳极还连接至MOSFET(金属氧化物半导体场效应管)开关Q1的漏极，开关Q1的栅极通过电阻器R13接地。开关Q1的控制栅极通过电阻器R10连接至IC U1的“OUT”脚(脚7)。OUT脚在升压开关的控制栅极上提供脉宽调制信号，以控制其开关转换。放大器输入“MULT-IN”脚(脚3)连接至电阻器R5和R6之间的节点，并检测导轨RL1上的全波整流AC电压，此电压被由电阻器R5、R6组成的分压器分割。经分割的电压是IC U4内的放大级的一个输入。放大级的另一输入是内部的，并且是内部误差信号放大器输出和内部基准电压的差值。放大级的输出通过影响开关Q1的转换计时控制变压器T1的初级线圈中的峰值感应电流。电容器C6与电阻器R6并联，起到噪声滤波器的作用。
“VIN”脚(脚8)通过连线150从变换器电路E接收用于IC U1的输入电源电压。由于变换器的输出是高频的，旁路电容器C30提供了一个稳定的电压源。“VIN”脚还通过电阻器R8连接至电阻器R5和R6之间的节点上。这为MULTIN脚提供了小的补偿电压，对此将参照EMI输入滤波器进行详细讨论。升压扼流圈T1的次级绕组54的一端接地，另一端通过电阻器R11连接至IDET脚(脚5)。IDET脚检测次级绕组54上的逆程电压，此电压与通过初级绕组52的感应电流的过零点相应。GND脚(脚6)通过导线65和导轨RL2接地。C.S.脚(脚4)通过电阻器R12检测电阻器R13上的压降，由此检测通过升压开关Q1的电流。连接至导轨RL2和C.S.脚之间(节点上)的滤波电容器C8可滤除任何电压尖峰，这种电压尖峰可能是在开关Q1从其不导通转换至其导通状态时由于MOSFET Q1的漏-源极电容产生的。包括电阻器R14和R15的第二分压器连接在导轨RL1和RL2之间。“INV”脚(脚1)通过电阻器R9连接至电阻器R14和R15之间的一个节点上，并检测预调节级的输出电压。“COMP”脚(脚2)连接至IC U4内的内部误差信号放大器的输出端上。由电阻器R7和电容器C7构成的反馈补偿网络将COMP脚连接至INV脚，由此提供开关Q1的内反馈和进一步控制。
从输入整流器的输出端13输出的全波整流正DC电压还可承载来自于遥控调光控制器的相位控制信息，此电压在导轨RL1上进入预调节电路，接至R5和R6组成的分压器以及升压扼流圈T1。DC分量在引线44上被分割，从而为放大器输入MULTIN脚建立一个基准电压。
当开关Q1导通时，通过变压器T1的初级绕组52和开关Q1的电流在电阻器R13上产生一个压降，此压降通过电阻器R12有效地施加至输入C.S.脚。脚C.S.上的这个电压代表峰值感应电流，并且与由内部放大级输出的电压相比较，放大级输出电压与整流的AC电源电压和IC U1内的误差信号放大器的输出之积成比例。当在脚C.S.上检测的峰值感应电流超过放大级输出电压时，开关Q1截止并停止导电。存储于初级绕组52中的能量现在转移并存储至升压电容器C10中，使通过初级绕组52的电流陡降。当初级绕组52的能量耗尽时，通过绕组52的电流达到零，升压二极管D6停止导电。此时，MOSFET Q1的漏-源极电容和初级绕组52相结合形成一个LC储能电路，使MOSFET Q1上的漏极电压产生谐振。此谐振电压由IDET脚通过次级绕组54检测。当此谐振电压振荡为负值时，IC U1使开关Q1导通，使之导电。开关Q1的这种导电和不导电是在整流输入的整个周期内并以高频率发生的，此高频率为进入输入整流器的AC电压的频率的几百倍数量级。通过绕组52的感应电流具有高频率含量，此高频率含量由输入电容器C4滤波，结果得到与AC电源电压同相的正弦波输入电流。实质上，预调节级使得镇流器对于电源呈电阻性，从而维持高功率因数。
对于无相位切除(phase cutting)的120V AC输入，输出端80上即缓冲电容器C10正极的的电压为300V DC量级，并具有小的交替DC分量。这个电压要提供给镇流器级D，尤其是供给变换器E。输出电压调整是由处于INV脚的内部误差信号放大器通过检测来自于分压器的分割输出电压实现的，分压器由电阻器R14和R15组成。内部误差放大器将分割的输出电压与内部基准电压相比较，并产生误差信号电压。这个误差信号电压控制放大器输出的幅度，此幅度调节绕组52中的峰值感应电流，使之与负载和电源电压变化成比例，由此为变换器电路E保持很稳定的输出电压。
灯的调光是通过平均灯功率的闭环控制实现的。一个代表平均灯功率的信号与由调光接口电路I产生的调光基准电压相比较。控制器G中的高增益误差信号放大器控制半桥电路中的开关元件的导通时间。这种控制持续到这两个输入之间的差值降至接近零为止，从而达到调光基准电压对灯功率的线性和成比例的控制。这个调光基准电压的范围处于3V的最大电平和0.3V的最小电平之间。高于3V的电压具有与最大电平相同的效果，低于0.3V的电压与最小电压是等效的。
图3示出了调光接口I的一个实施例。此调光接口提供了调光基准电压。
由调光接口电路输出的调光基准电压是整流的电源电压的平均值。随着AC输入信号的导通角随相角调光器从最大至最小设定而减小，平均整流电源电压单调递减，因此它是调光器的设定的一个很好的指示器。平均整流电源电压是导通角的函数。提供调光基准电压时必须考虑几个因素。
正如前面所讨论的，调光基准电压与代表平均灯功率的一个信号相比较。灯控制环路改变变换器中的开关元件的导通时间，直到此信号和调光基准电压之间的差值降至接近零为止。灯控制环路是非常快的，它具有约16μs的周期时间。当调光基准电压变化时，控制环路将在约5个周期内闭合，这样灯电流在约100μs中变化至新电平。因此，调光基准电压的任何变化都会导致灯电流的近乎瞬时的变化。换句话说，灯电流实质上将是随调光信号镜象式变化。由于调光信号取自120HZ的整流器输出并且灯电流镜象于调光信号，因此它应具有很小的120HZ波纹成分，以维持好的波形因数(即灯电流的峰值与均方根值之比)。好的波形因数对维持管状荧光灯的额定寿命是重要的，因为不好的波形因数会降低电极的寿命。但是，整流的电源电压信号具有AC波纹成分，此成分随较低导通相角时的整流电源电压的平均DC值成比例地增大。为维持好的波形因数，整流电源电压需要在输入控制器G的DIM输入端之前进行充分的滤波。在此实施例中，所要求的波形因数为1.6。
调光接口的响应时间也必须足够快，以避免功率失衡，功率失衡会影响施加于缓冲电容器C10的导轨RL1上的总线电压，为了变换器的正常工作，总线电压应基本维持不变(即，DC总线电压应处于+/-10％范围内)。如上所述，功率控制环路几乎瞬时地响应于DIM输入的变化。调光基准电压必须以至少与预调节器相同幅度量级的速度响应输入导通角的变化。如果响应时间较慢，当导通角由相位控制调光器控制而快速减小时，控制器G将滞后于预调节器。控制器G将仍然试图使灯工作于高亮度电平，变换器将从预调节器引出较高的功率，同时输入至预调节器的平均电压已经下降。通过选择调光接口以快的或比预调节器的输出快的速度响应导通角的增大，可以避免这种功率失衡状态产生。对于用户而言很重要的另一种考虑时，亮度电平的变化应当不明显地滞后于相位控制调光器的设定的变化。在本发明人所做的实验中，已经测定用户可以在约50ms内从最高电平改变现在商业上可得到的调光器的设定至最低电平，例如通过滑动调节器的运动进行改变。
采用具有一个滤波器的调光接口电路可以满足上述要求，此滤波器具有约50ms的响应时间并且在120HZ时具有约30dB的衰减。第一参数满足了避免功率失衡的要求，而后一参数提供了所要求的数值为1.6的波形因数。
接口电路的另一功能是改变120HZ的整流电源信号，以在控制器G的DIM输入端提供调光电压，此调光电压在0.3V的最小电平和3V的最大电平之间变化，最小和最大电平对应于相位控制调光器的最小和最大导通角。
图3所示的调光接口电路包括一个开关Q6，它与电阻器R1和R2串联连接。开关Q6的基极连接至稳压器U3的5V输出，并且当变换器振荡时它总是导通的。该接口电路具有一个两极滤波器，此滤波器包括由电阻器R1、R4、R27和电容器C5组成的第一RC滤波器以及由电阻器R17和电容器C14组成的第二RC滤波器。
当相位切割信号施加至输入端子1’和2’上时，导轨RL1上的电压是全波整流的，并具有原有的相位切割。预调节器偏置使负载对于输入电容器C4呈纯电阻性，由此维持相位切割信息。如果没有预调节器，电容器C4将阻滞(hold up)输入电压，从而实质上破坏相位切割信息。
通过电阻器R1的电流与导轨RL1上的整流电源电压成比例。开关Q6实现标度功能。电阻器R2上端的电压保持在约4.4V，并且等于来自于稳压器U3的5V电源电压减去开关Q6的基极-发射极电压“Vbe”。通过由电阻器R4和电阻器R27组成的分压网络的电流等于通过电阻器R1的电流减去通过电阻器R2的固定电流。由于通过电阻器R2的电流不变，电阻器R4上端的电压是被分割的但与导轨RL1上的电压成比例。由电阻器R4和电阻器R27组成的分压器还对调光信号进行分割，此调光信号通过滤波器F1施加至控制器G的DIM输入端。
图4示出接口电路的第二实施例。相位控制的AC信号通过由电阻器R50和R51组成的分压器从整流器的AC侧取出。
节点V1处的电压信号代表被分割至信号电平的整流电源电压的平均值。(分压器从桥的AC侧取出电压信号，以便在小负载条件下减轻这个电压的电容性阻滞效应)。
电压V1采用基准电压V3、电阻器R55、R56和OPAMP(运算放大器)60改变，以产生电压信号V2。这个电压与在设定的相角下所需的灯电流成比例。比例因数可以改变，以采用相角给出所要求的调光特性范围并对电源电压变化进行补偿。这个三极滤波器是由三个RC对R52、C52、R53、C53和R54、C54组成的。
此三极滤波器的进一步的优点是，节点V1处的小幅度的波纹电压通过对升压电容器(C10)上的电压波纹进行补偿，有利于获得较好的灯电流波形因数。采用给定的预调节器结构，升压电容器的电压波纹滞后整流电源电压的AC分量约90°。采用三极滤波器，节点V1处的波纹电压滞后整流电源电压的AC分量约270°。因此，指令调光信号上的波纹与升压电容器上的总线电压的波纹相差约180°相角。这有利于波形因数，尤其是在这样的电流电平下，即，灯谐振网络相对于总线电压上的120HZ波纹呈现高的灯电流增益。
这种实施方案对于平均水平的滤波器给出约9HZ的-3dB频率(对于脉冲输入约为60ms的0-90％响应时间)和120HZ波纹的-30dB衰减。到达90％的60ms响应时间大约比给出相同120HZ衰减的单极滤波器快三倍。
在非调光情况下，这里所公开的镇流器维持约0.99的功率因数，THD小于10％，波形因数小于1.6，这样既满足了三端双向可控硅开关(triac)可调光镇流器的需要，同时又为非调光应用提供了高功率因数的镇流器。
图5示出的相角调光器设有一个连接在供电线1”中的三端双向可控硅开关。由可变电阻器216和电容器218组成的串联电路与三端双向可控硅开关14并联连接，以便在任选的导通相角下启动三端双向可控硅开关214。二端交流开关(diac)200连接在可变电阻器216和电容器218的节点与三端双向可控硅开关14的栅极之间。通过改变可变电阻器216的电阻，相位控制器向镇流器输入端子1’和2提供相角被控制的电压。
权利要求
1.一种与相角调光器联用的放电灯镇流器，所述放电灯镇流器包括一对电源输入端子，用于接收相角控制的AC电源电压；镇流装置，用于向放电灯提供电功率，所述镇流装置包括(i)DC输入端，其上接收大致恒定的DC电压，(ii)调光输入端，它与所述DC输入端分离，用于接收调光信号，和(iii)第一控制装置，用于将供给放电灯的电功率控制在与调光信号的特性相应的电平上；电源装置，它连接至电源输入端子，用于向所述镇流装置的所述DC输入端提供大致恒定的DC电压；和调光信号分取装置，用于从相角控制的AC电源电压中分取调光信号，并且用于向所述镇流装置的所述调光输入端提供调光信号，其特征在于所述电源装置包括反馈装置，用于将所述DC电压维持在大致恒定的电平上，而不受相角控制的AC电源电压的导通角的影响。
2.根据权利要求1的放电灯镇流器，其中所述调光信号的特性为调光信号电压。
3.根据权利要求1或2的放电灯镇流器，还包括连接至所述电源输入端子的整流装置，用于向所述电源装置和所述调光信号分取装置提供全波整流DC输出电压，并且其中所述的调光信号分取装置装配有滤波装置，用于产生一个与所述整流装置输出的整流DC电压的平均值成比例的信号。
4.根据权利要求3的放电灯镇流器，其中所述滤波装置包括一个两极滤波器。
5.根据权利要求3的放电灯镇流器，其中所述滤波装置包括一个三极滤波器。
6.根据前述的一个或多个权利要求的放电灯镇流器，其中第一控制装置的特性响应时间小于所述反馈装置的特性响应时间，所述的用于分取所述调光信号的装置的特性响应时间短于所述反馈装置的特性响应时间并且长于所述第一控制装置的特性响应时间。
7.根据权利要求3、4或5的放电灯镇流器，包括另一滤波装置，用于抑制高频谐波进入电源，所述另一滤波装置包括一个滤波电容器，此电容器耦合至所述整流装置的一个输出端并由所述的整流输出电压充电，其中所述电源装置包括(i)一个可控开关装置，它可以在导通和非导通开关状态之间转换并为所述滤波电容器提供放电路径，和(ii)控制装置，用于控制所述开关装置的开关状态，所述控制装置以高于所述电源频率的频率转换所述开关装置的所述开关状态，以控制DC电压，并且其中所述电源装置的所述控制装置包括维持所述开关装置的所述高频转换的装置，以便在所述相位控制的整流输出电压处于或接近零时使所述滤波电容器放电。
8.根据权利要求3、4、5、6或7的放电灯镇流器，其中所述调光信号分取装置包括用于抑制以两倍于相角控制的AC电源电压的频率存在于调光信号中的波纹的装置。
全文摘要
一种气体放电灯调光镇流器，具有两根用于连接至相位控制调光器的热调光和中性引线的输入线。该镇流器具有改善的结构，其中预调节器向包括变换器的镇流极提供基本恒定的DC电压。调光接口电路分取一个调光信号，此信号具有等于相位控制调光器的整流输出电压的平均值的电压。该气体放电灯调光镇流器容易安装并且允许在宽的范围内采用相位控制调光器进行调光。
文档编号H05B41/285GK1149956SQ96190272
公开日1997年5月14日 申请日期1996年3月5日 优先权日1995年3月31日
发明者S·文吉塔苏布拉曼尼安, T·发卡斯, R·贾亚曼, Y·P·夏 申请人:菲利浦电子有限公司