专利名称:高级mimo交织的制作方法
相关申请的参照本申请要求于2004年7月1日提交的题为“MIMO INTERLEAVING(MIMO交织)”的第60/585,246号、于2004年7月19日提交的题为“ADVANCED MIMOINTERLEAVING(高级MIMO交织)”的第60/589,390号、以及于2004年8月11日提交的题为“ADVANCED MIMO INTERLEAVING(高级MIMO交织)”的第60/600,962号美国临时专利申请的优先权，其内容实际上如在此文献中完全阐述地那样通过引用包含于此。
发明背景无线网络已变得越来越普及，因为计算机和其它设备能被耦合以进行数据通信而不需要网络节点之间的有线连接。因为无线网络被期望在诸如存在反射、干涉、接收器/发送器的移动等不利条件的情况下工作，所以要通过无线信道正确地发送和接收数据需要许多的努力。
无线网络中的典型节点(在标准中被称为“站”)包括接收链和发送链。发送链一般包括使信号被发送到无线信道中的某种数字处理和模拟电路(RF、基带等)。接收链一般包括一个或多个天线、RF电路和其它模拟电路，以及旨在输出代表进行发送的发送链作为输入接收到的并将其发送到无线网络中的内容的数据流的数字处理。当然，在有不可恢复的错误的情况下，进行发送的发送链所接收到的数据与进行接收的接收链所输出的数据之间将存在失配。在某些情况下，接收器使用多个天线以改善对来自进行发送的发送链的信号的接收。
因为所预料的状况，接收链包括被设计成确保信号很大程度上能够被正确地恢复的各种组件。已经运用了多种技术来恢复信号。一种技术是纠错的使用。在使用纠错的情况下，当丢失一个或多个比特时，可以使用其它没有丢失的比特根据所进行的任何纠错编码来恢复它们。纠错不能够纠正所有的错误，所以一些错误条件可能会导致不可恢复的错误。例如，在使用Reed-Solomon纠错编码将四个信息比特编码为七个发送比特的情况下，如果七个发送比特中的任意四个被恢复，则这四个信息比特就能够被确定。然而，如果发送比特中多于三个被丢失，就不能恢复全部的信息。需要注意的是，在有多个这样的编码的情况下，如果它们都是在一个编码中丢失的，则在四个比特被丢失时信息也就被丢失，但是如果四个比特被丢失的情况是每个编码有两个比特被丢失，则信息是可恢复的。
分散潜在丢失的一种方法是交织。标准802.11a发送器在多个副载波上交织多个比特。
交织对于分布多个比特以使得在出现衰落和其它信道状况时错误能被恢复是有用的。在802.11a交织器中，多个比特被如下所示地重新排序，其中NBPSC表示每个副载波的编码比特的个数，NCBPS表示每个OFDM码元的编码比特的个数，而NDBPS表示每个OFDM码元的数据比特的个数。
i＝(NCBPS/16)(k mod 16)+floor(k/16)k＝0，…，NCBPS-1(式1)j＝s floor(i/s)+(i+NCBPS-floor(16*i/NCBPS))mod s，其中s＝max(NBPSC/2，1) (式2)因此，交织器将接收来自编码器的输入序列中的编码比特，其中编码比特具有由k表示的索引(即，各个比特以k＝0、k＝1、k＝2等的形式到来)。交织器将它们重新排序以使得这多个比特按照它们的j索引次序被输出。对于给定的k值，j的值由式1-2的方程来确定。使用这种排列，相邻比特被分开以使得它们相差三个副载波，而次相邻比特相差六个副载波。在一给定副载波内有16比特的差(对于QPSK或更高阶的群)。
然而，可改进出优于标准802.11a交织器的交织器。
一种MIMO(多输入，多输出)系统至少包括通过传输介质向接收器发送多个比特或发送比特流的发送器。一般地，传输介质为无线电信道，但是也可用诸如多模式光纤等其它介质来替代。MIMO系统包括M个发送流和N个接收天线(空分的，通过偏振或其它方法分离的)，其中M和N都是大于1的整数(除M＝1和/或N＝1的简并情况外，在此简并情况中MIMO技术能够工作，但是并不能提供很多益处)。因此，MIMO发送器将其数据作为M个流来发送，而接收器将其输入作为N个输入来处理。
MIMO发送器可包括编码器，用于首先向将在接收器的输出端被接收的比特流应用前向纠错(FEC)码。FEC码可以是块码、卷积码或其它一种或多种码。经编码的比特流由多路分解器分布在M个发送流上。这里的许多示例使用M＝2为例，但是应该理解的是示例可以扩展到其它的M值。这也同样适用于N，并且M和N不需要为相同的值。在任意情况下，已分布的、经编码的发送流被调制和发送。作为示例，一个发送流的各个比特可被分为两比特一组的多个组，并且使用QPSK(四相移相键控)调制被调制到副载波上。诸如BPSK(一次映射1比特)、16-QAM(映射4比特的组)、64-QAM(映射6比特的组)等其它高级调制技术也是可行的。
总而言之，对于大小为c的发送群，MIMO发送器在每个码元周期(NCBPS)发送M·(log2c)个编码比特。一个码元周期的发送码元可用一个M维矢量x来表示。这些码元被上变频到射频，被发送，然后被接收器处的N个天线所接收。接收器将信号下变频到基带频率，并且在N个下变频器的输出处。这些接收到的码元可用一个N维矢量y来表示。发送器-接收器系统的一个示例如图1所示。
对于MIMO系统，可能需要具有比标准802.11a交织器性能更好的交织复用器。
发明概要如在此所阐述的，提供了一种改进的交织器。在一个方面，使用该改进的交织器将提供提高的交织增益。提高的增益可通过增加相邻比特之间的距离和/或次相邻比特之间的距离来得到。由于相邻音频会有相似衰落，因而将数据比特交织到分离得更远的音频上会得到更好的性能。分离得越远，纠错就越能够纠正被正确比特包围的比特。
在一些实施例中，被编码成MIMO码元的各个比特使得至少各相邻比特对中的大多数被映射到不同的副载波和不同的空间流。在一些实现中，编码器的输出被提供给解析器，解析器被用于将编码器输出流解析到多个空间流，并且每个流的交织器交织经解析的流，其中每个空间流的交织器遵循不同的交织器处理。
在一些情况下，当有n比特循环时，每个由n比特的组被映射到不同的副载波和不同的空间流上。
结合附图，以下详细描述将提供对本发明的性质和优点更好的理解。
图1是其中可用到本发明的各个方面的MIMO系统的框图。
图2示出了MIMO交织系统的示例性实现。
图3示出了可在图2所示的装置中使用的流交织器的示例。
图4更加详细地示出了示例性流交织器。
图6是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
图7是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
图8是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
图9是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
图10是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
图11是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
图12是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
图13是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
图14是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
图15是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
图16是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
图17是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
图18是不同交织方案的SNR对PER的曲线图。
本方面的具体描述在根据本发明各方面的发送器的各实施例中，使用了MIMO交织，其中相邻比特在副载波和空间流中被充分地分离。
一般化的802.11a MIMO码元交织本文中使用以下缩写NDBPS在所有TX(发送器)上每个OFDM/MIMO码元的数据比特的总数NCBPS在所有TX上每个OFDM/MIMO码元的编码比特的总数NBPSC一个发送器的一个副载波的编码比特的个数NTX发送器/空间流的个数IDEPTH交织深度(对于802.11a，IDEPTH＝16)Dn对于发送器/空间流(TX)n在副载波的相移jnTX n在其NCBPS/NTX比特的块内的交织器索引knTX n的输入比特索引kn＝NTXk+n n＝0，...，NTX-1i＝((NCBPS/NTX)/IDEPTH)(k mod IDEPTH)+floor(k/IDEPTH)k＝0，...，(NCBPS/NTX)-1
j＝s floor(i/s)+(i+NCBPS/NTX-floor(IDEPTH*i/(NCBPS/NTX)))mod s，其中s＝max(NBPSC/2，1)jn＝(j+NCBPS/NTX-2s*Dn)mod(NCBPS/NTX)通常，编码器每个周期消费NDBPS比特，其中一个周期为用于发送一信号的时间长度。使用以上术语，NCBPS表示每个码元的编码比特的总数，所以NDBPS/NCBPS为码率。使用以上术语，NBPSC表示每个副载波的编码比特的个数，所以NCBPS＝NBPSC*S*NTX，其中S是用于每个发送器/空间流的副载波的个数(假定每个流有相同个数的副载波，并且每个副载波有相同个数的编码比特，但情况可能并不如此)。
因此，对于标准的802.11a交织器IDEPTH＝16，NTX＝1 (式3)i＝(NCBPS/16)(k mod 16)+floor(k/16)k＝0，...NCBPS-1 (式4)j＝s floor(i/s)+(i+NCBPS-floor(16*i/NCBPS))mod s，其中s＝max(NBPSC/2，1) (式5)因此，交织复用器将接收来自编码器的输入序列中的编码比特，其中编码比特具有由k表示的索引(即，各个比特以k＝0、k＝1、k＝2等的形式到来)。交织器将它们重新排序以使得这多个比特按照它们的j索引次序被输出。对于给定的k值，j的值由式3-5的方程来确定。使用这种排列，相邻比特被分开以使得它们相差三个副载波，而次相邻比特相差六个副载波。在一给定副载波内有16比特的差(对于QPSK或更高阶的群)。
在此用于示例，有不同空间流的j个单独的序列，用jn表示。在特定示例中，k是每个空间流交织器的输入比特索引，其中使用了BPSK的48个副载波，k＝0，1，...47并且jn是交织索引，对于每个空间流，第k输入比特k作为第jn比特被输出。换而言之，如果k＝0，1，2...被输入，jn＝0，6，12，...，则输入的第0比特是输出的第0比特，输入的第1比特是输出的第6比特，依此类推。
替换实现在上述方案中，作为jn＝(j+NCBPS/NTX-2s*Dn)mod(NCBPS/NTX)的替换方案，可用NBPSC代替2s，从而jn＝(j+NCBPS/NTX-NBPSC*Dn)mod(NCBPS/NTX)。对于QPSK、16-QAM、以及64-QAM，2s等于NBPSC，但对于BPSK，会产生差异。对于BPSK，NBPSC＝1而2s＝2，所以在这种情况下两个替换方案之间的差异在于第一种方案实际上相对于第二种方案使副载波相移Dn加倍。因此，如果对于第一种方案，将非BPSK速率的Dn选为BPSK速率的Dn的两倍，则第一种替换等价于对于所有速率使用相同Dn的第二种方案，其中Dn等于第一种方案的非BPSK Dn。
硬件实现现在参照附图，图1是其中可使用本发明的各个方面的MIMO系统100的框图。如其所示出的，要通过信道发送的各个比特被提供给FEC编码器102，编码器102应用前向纠错码并且将经编码数据提供给交织系统104，由交织系统104将其输入分布到M个发送流中。每个发送流由调制器106调制并传递给发送电路108，发送电路108使用天线110将已调制的发送流发送到诸如使用如802.11传输所用的频段等某个频段的无线电空间等信道120中。
在某些实施例中，天线110是不同的并且空分的天线。在其它实施例中，不同的信号可能被组合为少于M个天线的不同偏振。该情形的一个示例为进行了空间旋转和空间扩展的情况，其中多个空间流被映射到单个天线上。在任何情况下，应该理解的是不同的空间流能够以不同的方式被组织。例如，可由一个发送天线承载来自一个以上空间流的数据，或者可由多个发送天线承载来自一个空间流的数据。例如，考虑具有四个发送天线和两个空间流的发送器的情况。在该情况下，每个空间流可被映射到两个发送天线上，所以两个天线承载仅来自一个空间流的数据。
接收器125在耦合到N个接收电路132的N个天线130(在适当情况下，计入单独的偏振)处接收来自信道120的信号。接收电路132的输出被提供给MIMO检测器134，检测器134将其输出提供给FEC解码器136，解码器136进而输出所接收到比特，如果没有不可恢复的错误则这些比特与被输入到FEC编码器102的发送比特是相同的。假定了MIMO检测器134将具有合适的解交织器(未示出)。
为了便于理解各单元和文中所述的等式的对应关系，在此描述的各个等式中使用的矢量和矩阵已经被添加到图1所示的各单元的下面。例如，调制器106的输出由矢量x来表示，而信道效应由矩阵H来表示。在噪声影响矢量为n的情况下，接收器接收y＝Hx+n以进行处理并从中尽其所能地确定x所可能的值。
改进的交织复用器现在将描述提供改进的交织的改进的交织器，在细读本公开的基础上可理解其它变体。在一种改进方案中，通过在至少两个空间流之间使用不同的交织处理，多个空间流的数据被每个空间流地解析和交织。
发送器码元交织#1
在该交织器中，将描述两个发送器的示例。在该交织器中，偶比特被解析到第一发送器TX0(k0＝0，2，4...)，而奇比特被解析到第二发送器TX1(k1＝1，3，5，...)。D0＝0，D1＝8。为每个发送器进行单独的802.11a交织。然后，发送器TX1的交织器的索引相移八个副载波以将相邻比特之间的距离最大化。在采用标准802.11a交织器的情况中，IDEPTH＝16。这由式6-9数学地示出。
i＝((NCBPS/2)/16)(k mod 16)+floor(k/16)k＝0，...(NCBPS/2)-1(式6)j＝s floor(i/s)+(i+NCBPS/2-floor(16*i/(NCBPS/2)))mod s，其中s＝max(NBPSC/2，1) (式7)j0＝j (式8)j1＝(j+NCBPS/NTX-16s)mod(NCBPS/NTX) (式9)在该排列中，发送器TX0的比特索引k0为2k，而发送器TX1的比特索引k1为2k+1。因此，一个发送器发送奇比特，而另一发送器发送偶比特。
在该排列中，相邻比特相差8个副载波并进入不同的发送器，而次相邻比特相差3个副载波。相邻副载波相差32比特。
发送器码元交织#2在该交织器中，将描述两个发送器的示例。在该交织器中，偶比特被路由到第一发送器TX0，而奇比特被路由到第二发送器TX1。使用8行替代16行来为每个发送器进行单独的802.11a交织。然后，发送器TX1的交织器的索引相移八个副载波以将相邻比特之间的距离最大化。这由式10-13数学地示出。
i＝((NCBPS/2)/8)(k mod 8)+floor(k/8)k＝0，...(NCBPS/2)-1 (式10)j＝s floor(i/s)+(i+NCBPS/2-floor(8*i/(NCBPS/2)))mod s，其中s＝max(NBPSC/2，1) (式11)j0＝j (式12)j1＝(j+NCBPS/NTX-16s)mod(NCBPS/NTX) (式13)在该排列中，发送器TX0的比特索引k0为2k，而发送器TX1的比特索引k1为2k+1。因此，一个发送器发送奇比特，而另一发送器发送偶比特。
在该排列中，相邻比特相差8个副载波并进入不同的发送器，而次相邻比特相差6个副载波。相邻副载波相差16比特。
示例实现详情图2示出了MIMO交织系统的示例实现。如所示出的，来自一编码器的输入比特流由解析器200解析到多个流交织器202。该解析器可被提供这多个空间流，并在循环的基础上解析比特。也可使用其它解析法来替代，诸如更一般地使用其它解析函数来解析。以上示例的解析函数为kn＝NTX*k+n(即，每个空间流1比特，然后到下一个空间流的循环)，但是也可使用更加一般的函数f(k，n)来替代。例如，将两个比特发送到一空间流，然后移到下一个空间流。
图3示出了可在图2所示的装置中使用的流交织器202的示例。在该示例中，每个流交织器202可以是一样的，但具有不同的相移值Di。因此，四发送器的MIMO系统可使用四个相同的、但在所用的副载波中具有不同循环相移的流交织器。每个流交织器可以为常规的802.11a交织器。
图4更加详细地示出了示例的流交织器300。在阅读本公开的基础上，本领域的普通技术人员应可显见，多个流交织器能够被组合成一个组合结构。如所示出的，输入比特被接收，并且存储逻辑302将这些比特放在比特缓冲器304中。所用的比特缓冲器304的比特置由计数器306指示，并且一般是顺序存储在比特缓冲器304中的比特，但是并不需要一定如此。输出逻辑308从比特缓冲器304中读出各个比特并将它们输出。这多个比特被读出的顺序由交织器的实现来确定。
以上等式中所示的方程可在每个比特计算，但是一次性计算所有索引并将其作为诸如将输入索引映射到输出索引的矩阵或仅仅是输出序列的列表等数据结构来存储通常更加高效。这样的数据可使用来自交织器规则的矩阵计算器312来生成。
交织参数选择可使用各种因素来选择交织参数。图5-18示出了对于2×2、3×3、以及4×4等情况使用各种参数的各种仿真结果。将PER曲线与48个副载波和54个副载波的情况下的相比较。对于54个副载波，在相同的编码速率和群大小下，SNR性能应该大致相同。对于108个副载波，由于额外的频率分集，SNR性能应该同样或好于54个的情况。各仿真使用理想的训练、MMSE、1000B分组。在结果中，SNR是信号带宽中每个接收器的平均SNR，其中信号带宽等于(数据音频的个数+导频的个数)/3.2us。
图5是在108 Mbps、2×2、100B、信道C-NLOS条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图。这些示例是针对两个发送器和两个接收器，然而也可构想其它数目的发送器和接收器。图5中的曲线为a＝奇/偶TX交织，8行b＝奇/偶TX交织，16行
c＝奇/偶TX交织，16行，相移＝15图6是在如图5所示的曲线图的情况下，在108 Mbps、2×2、100B、信道D-NLOS条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图。
图7是在如图5所示的曲线图的情况下，在120 Mbps、2×2、100B、信道C-NLOS条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图。
图8是在120 Mbps、2×2、100B、信道D-NLOS条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图。图5中的曲线为a＝奇/偶TX交织，8行b＝奇/偶TX交织，16行图9是在如图5所示的曲线图的情况下，在120 Mbps、2×2、100B、信道E-NLOS条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图。
图10是在2×2、速率3/4、64-QAM、信道D-NLOS的条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图，其中上面的曲线对应于在108 Mbps的48个副载波的情况，而下面的曲线对应于在121.5 Mbps的54个副载波的情况。
图11是在2×2、速率5/6、64-QAM、信道D-NLOS的条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图，其中在右侧作为较高的曲线结束的曲线对应于在120Mbps的48个副载波的情况，而在右侧作为较低的曲线结束的曲线对应于在135Mbps的54个副载波的情况。
对于3个TX交织，循环是基于3个位之上，例如，k0＝0，3，6，...，k1＝1，4，7，...，k2＝2，5，8，...对于4个TX交织，循环基于4个比特之上，例如，k0＝0，4，8，...，k1＝1，5，9，...，k2＝2，6，10，...，k3＝3，7，11，...对于3发送器和4发送器的情况，示例IDEPTH和Dn值可以为D0＝0，D1＝8，D2＝16，D3＝24，以及IDEPTH＝8。
图12是在3×3、速率1/2、64-QAM、信道D-NLOS的条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图，其中在右侧作为较高的曲线结束的曲线对应于在108Mbps的48个副载波的情况，而在右侧作为较低的曲线结束的曲线对应于在121.5Mbps的54个副载波的情况。
图13是在4×4、速率3/4、64-QAM、信道D-NLOS的条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图，其中在SNR＝33处较低的曲线对应于在216 Mbps的48个副载波的情况，而在SNR＝33处较高的曲线对应于在243 Mbps的54个副载波的情况。
图14是在40 MHz模式、2×2、速率3/4、64-QAM、信道D-NLOS的条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图，其中上面的曲线对应于在121.5 Mbps的54个副载波的情况，而下面的曲线对应于在243 Mbps的108个副载波的情况。
图15是在40MHz模式、2×2、速率5/6、64-QAM、信道D-NLOS的条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图，其中上面的曲线对应于在135 Mbps的54个副载波的情况，而下面的曲线对应于在270 Mbps的108个副载波的情况。
图16是在40MHz模式、3×3、速率1/2、64-QAM、信道D-NLOS的条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图，其中上面的曲线对应于在121.5Mbps的54个副载波的情况，而下面的曲线对应于在243 Mbps的108个副载波的情况。
图17是在40MHz模式、4×4、速率3/4、64-QAM、信道D-NLOS的条件下各种交织方案的SNR对PER的曲线图，其中上面的曲线对应于在243Mbps的54个副载波的情况，而下面的曲线对应于在486Mbps的108个副载波的情况。
图18是在1×1模式、速率3/4、64-QAM、信道D-NLOS的条件下108个副载波的各种交织方案的SNR对PER的曲线图。上面的曲线对应于IDEPTH＝6的情况，中间的曲线对应于IDEPTH＝18的情况，而下面的曲线对应于IDEPTH＝12的情况。
当使用54或108个数据副载波时，由于(NCBPS/NTX)/IDEPTH应为整数值，所以IDEPTH和Dn参数应该使用不同的值。在一个示例中，对应于54和108个数据副载波以及n个空间流对于具有1个以上空间流的所有模式，IDEPTH＝6对于一个空间流108个副载波，IDEPTH＝12对于空间流n，Dn＝5n在子信道的数目在所有发送器上不相同、或者在所有发送器上每个副载波每个循环所消非的比特数不相同的情况下，在细读本公开的基础上，上述交织的相应调整对于本领域的普通技术人员应是显见的。因此，NBPSC可随副载波而变化。
54个副载波的新交织器参数给出了与48个副载波的情况相同的SNR性能，并且40 MHz模式大约1dB的改善，极可能是由于增加了的频率分集。
一般的结构能够扩展到在各种信道带宽(20MHz，40MHz等)以及不定数目的空间流(1TX、2TX、3TX、4TX等)下工作。1TX版本对应于802.11a交织器(即，简并到先前的标准)。
在某些仿真中，根据上述发送器交织#1的发送器交织给出了较佳的性能，并且由于它就是每个发送器的标准802.11a交织器，只是在TX0和TX1之间具有额外8个副载波的相移的，所以具有容易的实现。这可以用作两发送器的空分复用模式发送器和相应接收器的交织器。
虽然根据示例性实施例对本发明进行了描述，但是本领域的技术人员将认识到许多修改是可能的。例如，这里所描述的处理可使用硬件组件、软件组件，和/或其任意组合来实现。本发明在信令群、FEC编码方案、或发送天线或接收天线数目方面均不受限制。如在此所述的，多个天线可包括单独的天线，它们最好是空分的但并不必须如此，然而通过使用偏振或其它技术，单个物理天线可用于一个以上的发送流或接收信号。
因此，虽然根据示例性实施例对本发明进行了描述，应该认识到本发明旨在覆盖落在所附权利要求
中的所有的修改和等效方案。
权利要求
1.一种在无线发送器中的交织方法，在所述无线发送器中，输入比特序列被编码并使用多个空间流通过无线介质发送，所述多个空间流中的每一个使用多个副载波，所述交织方法包括将所述输入比特序列解析到所述多个空间流；使用第一交织序列来交织被解析到第一空间流的比特；以及使用与所述第一交织序列不同的第二交织序列来交织被解析到第二空间流的比特。
2.如权利要求
1所述的方法，其特征在于，所述多个空间流中的每一个对应于通过不同发送天线发送的信号。
3.如权利要求
1所述的方法，其特征在于，至少一个发送天线承载来自一个以上空间流的数据。
4.如权利要求
1所述的方法，其特征在于，所述第一和第二交织序列在各副载波上相差一个循环相移。
5.如权利要求
1所述的方法，其特征在于，一个以上发送天线承载来自一个空间流的数据。
6.一种与编码数据的MIMO发送结合使用的交织器系统，包括解析器，用于解析包括要被发送的NCBPS个比特的编码数据，其中解析包括将所述编码数据的各部分分配到NTX个空间流上；以及NTX个流交织器，其中每个所述流交织器进行交织，以使得第n个空间流的流交织器按在其NCBPS/NTX个比特的块内由发送器n的交织器索引所指示的顺序来输出各个比特，其中所述交织器索引jn等于(j+NCBPS/NTX-2s*Dn)mod(NCBPS/NTX)，其中j＝s floor(i/s)+(i+NCBPS/NTX-floor(IDEPTH*i/(NCBPS/NTX)))mod s，其中s＝max(NBPSC/2，1)，i＝((NCBPS/NTX)/IDEPTH)(k mod IDEPTH)+floor(k/IDEPTH)，k＝0，...，(NCBPS/NTX)-1，kn＝NTXk+n，NBPSC是一个空间流的一个副载波的编码比特的个数，而IDEPTH是交织深度。
专利摘要
一种MIMO发送器，包括交织系统，用于将编码比特解析到多个空间流；以及多个交织器，用于为空间流交织各个比特，以使得至少一个空间流使用第一流交织器，第一流交织器使用与第二流交织器为第二空间流进行交织所用模式不同的模式来进行交织。
文档编号H03M13/27GK1998176SQ20058002259
公开日2007年7月11日 申请日期2005年7月1日
发明者R·D·J·万尼 申请人:高通股份有限公司导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan