专利名称：力学量传感器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种检测加速度、角加速度、角速度、载荷等力学量的力学量传感器。
该加速度传感器，通过因加速度而产生的应力为相互相反的2个压电振子、和包含2个电容器的负载阻抗构成桥式电路，在其平均输出之间设置分压阻抗电路，通过反馈信号处理电路使该分压阻抗电路的分压点的信号反馈到2个压电振子的连接点处而构成振荡电路，检测桥式电路的平均输出之间的振荡输出相位差，并以此作为加速度检测信号输出。
专利文献1特开2002-243757号公告本发明所要解决的问题是(1)关于电路部中的离散问题的主要原因上述加速度传感器包括可以检测重力加速度等直流成分的加速度；即使在共振频率较高的情况下，也不容易受到压电振子所具有的静电容量的影响，可以进行高灵敏度检测；不需要用高精度的放大器放大高频电压信号等各种特点。
但是，在上述加速度传感器中，由于通过2个压电振子和包含2个电容的负载阻抗构成了桥式电路，所以如果电桥不能处于平衡状态，振荡输出相位差将不为零。也就是说，即使施加在2个压电振子上的应力均为零，加速度传感器的输出也不为零。另外，当压电振子之间的差异大时，虽然通过调节负载阻抗可以抵消压电振子之间的差异，但具有这样的优点的反面，当压电振子之间的差异本来很小而不需要调整时，反而需要将负载阻抗的特性调整成一致，增加了多余的作业。
(2)关于压电振子和电路之间的配置上述加速度传感器具有由于在负载阻抗中采用了比较大的静电容量因而不容易受到电路板上的杂散电容的影响，所以不需要封接或者密封性包装的特点。
但是，在上述加速度传感器中，压电振子和电路之间的距离需要限制在距几cm左右。这是因为受到采用科耳皮兹振荡电路的原理的制约，由于电路的输入阻抗高，且向电路的输入电压高，所以容易受到布线电阻或电感成分的影响所造成。也就是说，由于欲使用的情况为压电振子和电路之间相隔10cm以上，所以从原理上来讲，希望采用即使将压电振子和电路之间的距离分开到那种程度也不会出现问题的检测方式。
(3)关于加速度最佳灵敏度点的调整上述加速度传感器，虽然通过相位移位电路，可以将针对加速度的灵敏度调整到最佳点，但由相位位移电路进行的相位位移量的控制较难。
此外，上述问题并不局限于检测加速度的加速度传感器，对于根据角加速度、角速度、载荷等力学量引起压电振子中流动的电流变化的情况，这是都会产生的共同问题。
该发明通过设置使力学量所施加的应力相互相反的2个压电振子、对上述2个压电振子共同施加电压信号的电路、将在上述2个压电振子中流动的电流信号转换成电压信号的电流电压转换电路、检测该电流电压转换电路的输出电压信号的相位差并输出力学量检测信号的相位差信号处理电路，构成力学量传感器。这样，在不容易受到测量环境的影响的情况下可以稳定进行力学量的检测。
该发明通过对上述2个压电振子共同施加电压信号的电路是从上述电流电压转换电路输出的、在上述2个压电振子中流动的电流信号之和的电压信号中、将与该电压信号同相位的电压信号正反馈到上述2个压电振子中的电压放大电路，通过该电压放大电路、上述压电振子、上述电流电压转换电路产生振荡，构成力学量传感器。
这样，利用施加在2个压电振子上的应力对共振频率的敏锐变化，可以高灵敏度检测力学量。另外，在振动动作的动作点上反应2个压电振子的特性，使施加在2个压电振子上的应力对共振频率变化的关系稳定。
另外，在该发明的力学量传感器中，上述电压放大电路包含恒流电路和开关电路构成的电压限幅电路，通过该电压限幅电路，限制向上述2个压电振子共同施加的电压信号的电压振幅。这样，使压电振子的驱动电压恒定，可以稳定电路的动作，降低压电振子的发热。
另外，在该发明的力学量传感器中，上述振荡动作的频率是上述压电振子的共振频率区域中的频率。压电振子，由于在该共振频率区域中的阻抗低，增加在电流电压转换电路中流动的电流，增大增益，稳定振荡动作。这样，可以提高与所施加的力学量对应的力学量的检测信号的变化灵敏度。
另外，在该发明的力学量传感器中，上述共振频率区域是上述压电振子的导纳相位为0±45deg的范围。这样，与所施加的力学量对应的电流电压转换电路的输出电压信号的相位差变化，近似于直线，可以在更广的动态范围内进行力学量的检测。
另外，在该发明的力学量传感器中，作为上述电流电压转换电路，包括2个产生与所输入的电流信号相反相位的电流信号、抵消所输入的电流信号、将上述相反相位的电流信号分配成2个的差分放大电路，从该2个差分放大电路的2个分配电流信号中，使一方的各电流信号流入同一阻抗元件、而另一方电流信号分别流入另一阻抗元件，产生要输出的电压信号。
这样，流入2个压电振子中的电流的相位变化通过2个差分放大电路转换成电压变化，可以除去同相成分的噪声(漂移)。
另外，在该发明的力学量传感器中，作为上述阻抗元件，采用电阻。这样，可以降低成本，并且通过取出与在2个压电振子中流动的电流同相位的电压信号，通过所述电压放大电路容易向压电振子实施正反馈。
另外，在该发明的力学量传感器中，上述差分放大电路构成为，使第1、第2晶体管的发射极或者源极之间连接，在其连接点与模拟接地之间连接第1电阻，使第3、第4晶体管的发射极之间或者源极之间连接，在其连接点与模拟接地之间连接第2电阻，将第1～第4晶体管的基极或者栅极连接在恒压源上，使第2、第3晶体管的集电极之间或者漏极之间连接同时在该集电极和电源线之间连接第5电阻，使第1、第43晶体管的集电极或者漏极与电源线之间分别连接第3、第4电阻。
这样，由于构成基极接地放大电路或者栅极接地型放大电路，可以减小放大电路的输入阻抗，减小输入容量，构成频率特性良好的电压放大电路以及振荡电路。
另外，在该发明的力学量传感器中，上述相位差信号处理电路是以差分方式输入上述电流电压转换电路的输出电压信号、作为电压信号输出相位差的差分型相位差电压转换电路。这样，可以除去同相成分的噪声，整体上降低噪声成分，获得与力学量对应的电压信号。
另外，在该发明的力学量传感器中，在上述2个压电振子上分别串联连接电阻。这样，可以使施加在压电振子上的应力与检测灵敏度之间的关系稳定，并对此进行温度特性补偿。
作为上述力学量，例如是检测加速度、角加速度、角速度、载荷。
图2表示该加速度传感器中电流电压转换—信号加法电路的电路构成。
图3表示该加速度传感器中电压放大—限幅电路的电路构成。
图4表示该加速度传感器中相位差电压转换的电路构成。
图5表示有关第2实施方案的加速度传感器的整体构成方框图。
图6表示该加速度传感器的主要部位的等效电路图。
图7表示有关第3实施方案的加速度传感器的电流电压转换—信号加法电路的电路构成。
图8表示各实施方案的加速度传感器中所具有的压电振子的特性图。
图9表示加速度检测元件的外观立体图。
图10表示加速度检测元件的分解立体图。
图11表示加速度检测元件的主要部位的分解立体图。其中10-加速度检测元件、Sa、Sb-压电振子。
图9表示加速度检测元件的外观立体图，图10表示其分解立体图，图11表示图10中的主要部位的分解立体图。
该加速度检测元件10，是通过两支撑梁的结构将2个压电振子Sa、Sb收纳并支承在由绝缘性陶瓷等构成的绝缘外壳5、6内。在该例中，压电振子Sa、Sb为单体型检测元件。将在薄长方形状的压电振子的正反两主面上分别形成了电极21、22以及31、32的共振板，利用粘接或者焊接等方式分别与基底板23、33的一面接合，而形成一体。该共振板20、30均为能量封闭型厚薄剪切振动模式的共振板，在共振板20、30的长度方向上极化。正反面的电极21、22以及31、32，其一端部在共振板20、30的中央部构成对向。另一端部引向共振板20、30的不同端部。
基底板23、33是与共振板20、30相同长度、相同宽度的绝缘板，压电振子Sa、Sb的伴随加速度作用的挠曲中性面，设定成从共振板20、30和基底板23、33之间的结合面起的基底板20、30侧。基底板23、33由比共振板23、33的挠曲刚性更高的材料构成。另外，为了使该基底板23、33起到质量体(压重)的作用而使其质量尽量大。在基底板23、33的与共振板20、30对向的面上，为了形成比共振板20、30的封闭振动的范围大并且比因加速度而挠曲的范围小的空隙，而形成凹部23a、33a。这样，使共振板20、30的封闭振动既不会受到限制，而且还可以使共振板20、30和基底板23、33因加速度而一体地挠曲。
上述2个压电振子Sa、Sb，通过将长轴方向两端部经作为间隔层的粘接层4对向接合，使共振板20、30可以相互朝向相反方向，并且在加速度G的施加方向上分别独立挠曲。在压电振子Sa、Sb的加速度G的施加方向的外侧面，由左右一对外壳部件5、5所覆盖。外壳部件5截面形成为“コ”字形，其两端凸出部5a粘接固定在压电振子Sa、Sb的两端部外侧面(共振板20、30的露出面)上。因此，外壳部件5和压电振子Sa、Sb之间由外壳部件5的凹部5b形成了压电振子Sa、Sb伴随加速度G的可挠曲的空间。
另外，由压电振子Sa、Sb和外壳部件5形成的上下开放面由上下一对盖子部件6、6所覆盖。在盖子部件6的内面上形成了为防止与压电振子Sa、Sb接触的凹部6a，其外周部粘接固定在开放面上。因此，压电振子Sa、Sb中的因加速度G产生的变位部分，由外壳部件5和盖子部件6完全密封。
在共振板20、30上形成的电极21、22以及31、32中，电极21、32通过在压电振子Sa、Sb和外壳部件5所形成的开放面上设置的带状内部电极51相互导通，并且引出到外壳部件5的外侧面上。另外，电极22通过形成在上侧开放面上的内部电极52引出到外壳部件5的外侧面上，电极31通过形成在下侧开放面上的内部电极53引出到外壳部件5的另一不同的外侧面上。
在外壳部件5以及盖子部件6的外表面上，如图10所示，形成了外部电极61、62、63，上述内部电极51、52、53分别与外部电极61、62、63连接。这样，可以获得表面安装型(贴片型)的片状加速度检测元件10。
然后，参照图8说明该压电振子的特性。在图8中，(A)示出了在该图中所示的电路中使电压源的频率变化时电流相位(即导纳相位)的变化。另外，实线表示没有施加应力的状态，虚线表示施加了应力的状态。图8(B)表示(A)中共振频率区域的放大图。
在图8中，相位为0[deg]的频率，是压电振子的共振频率。图8表明，通过施加应力，共振频率从Vfr(0)变化到了fr(x)。另外，如果将电源的共振频率固定在fr(0)上，通过施加应力，相位从φ(0)变化到φ(y)。在此，假定压电振子的电机械品质因数为Qm，由应力产生的共振频率变化率为D(fr)，则φ(y)可由式(1)近似表示。
φ(y)＝(360/π)×Qm×D(fr) [deg]…(1)下面，参照图1～图4说明有关第1实施方案的加速度传感器的构成。- 图1表示加速度传感器整体构成的方框图。在此，10表示因加速度产生的应力方向为相互相反的2个压电振子Sa、Sb所构成的加速度检测元件。电流电压转换—信号加法电路11将在加速度检测元件10的2个压电振子Sa、Sb中流动的电流信号转换成电压信号，并输出Sa信号和Sb信号。另外，还输出两信号的和信号。
电压放大—限幅电路12，对上述和信号进行电压放大，同时限制其振幅，并向加速度检测元件10输出电压信号Vosc。该电压信号Vosc施加在2个压电振子Sa、Sb的共同连接点上。
相位差电压转换电路13，相当于本发明的“相位差信号处理电路”，生成与经转换为电压信号的Sa信号和Sb信号的相位差成正比的电压信号。
放大—滤波电路14以给定的增益放大由相位差电压转换电路13转换后的电压信号，并除去不需要的频带区域的成分，作为加速度检测信号输出。
在图1的电路中，当使压电振子Sa和Sb的共振频率一致，Vosc的频率和Sa、Sb的频率为fr(0)，分别在压电振子Sa、压电振子Sb上施加压缩(拉伸)、拉伸(压缩)这种相反相位的应力时，可以从放大—滤波电路14中取出输出信号。
Vosc是以压电振子Sa、Sb、电流电压转换—信号加法电路11、以及电压放大—限幅电路12为闭环电路的自激振荡的电压信号。
Vosc的频率，不只是压电振子Sa和Sb的共振频率，只要设定成图8所示的频率—相位特性可看作为直线的频率，就可以检测出加速度信号。在实用上，只要使导纳相位在±45[deg]以内的频率即可。此外，当Vosc的频率与压电振子Sa和Sb的共振频率一致时，加速度的检测灵敏度最高。
即使压电振子Sa和Sb的共振频率不一致，Vosc的频率只要使压电振子Sa和Sb的导纳相位在±45[deg]以内，就可以达到实用的灵敏度。优选，Vosc的频率处于压电振子Sa的频率和压电振子Sb的共振频率之间。
由于在压电振子Sa、压电振子Sb上施加相反相位的应力，使其分别处于压缩(拉伸)、拉伸(压缩)的状态，压电振子Sa和Sb的特性变化始终为相反相位，通过相加后相互抵消，因而电流电压转换—信号加法电路11输出的和信号，与加速度的施加无关，始终为相同特性，即使由于有加速度施加引起压电振子Sa和Sb的特性变化，Vosc的频率也不会变化。
此外，如图8所示，在压电振子的相位特性中虽然导纳相位在±45[deg]以内的区域存在2处(共振频率区域和反共振频率区域)，但在反共振频率区域中，由于压电振子的阻抗高，所以流入电流电压转换—信号加法电路11的电流变小，因而增益变小而不振荡。
与此相反，在共振频率区域，由于压电振子的阻抗低，所以流入电流电压转换—信号加法电路11中的电流多，增益变大，因而可以稳定地振荡。
在共振频率区域，由于压电振子的阻抗和电流电压转换—信号加法电路11的输入阻抗均低，并且容易取得匹配，所以较易可以提高C/N比。
图2表示图1所示的电流电压转换—信号加法电路11的电路图。该电路由4个晶体管Q11、Q12、Q21、Q22、和5个电阻R1～R5构成。如图2所示，晶体管Q11和Q21的发射极之间连接在一起，在该连接点和模拟接地之间连接电阻R1。另外，晶体管Q12和Q22的发射极之间连接在一起，在该连接点和模拟接地之间连接电阻R2。Q11、Q12、Q21、Q22的所有基极与恒压源Vreg连接。另外，晶体管Q11和Q12的集电极之间连接在一起，在该连接点和电源Vcc之间连接电阻R5。另外，晶体管Q21、Q22的集电极和电源Vcc之间分别连接电阻R3、R4。
上述晶体管Q11、Q12、Q21、Q22为具有相同特性的晶体管。电阻R1和R2为相同值，电阻R3和R4为相同值。电阻R1～R5的温度特性相同。
该电路为基极接地型放大电路。也就是说，当经过压电振子Sa向Q11、Q21的发射极和R1的连接点注入电流Ia时，从Q11、Q21会产生用于抵消该电流的电流。同样，当经过压电振子Sb向Q12、Q22的发射极和R2的连接点注入电流Ib时，从Q12、Q22会产生用于抵消该电流的电流。因此，从压电振子Sa、Sb观察该放大电路的输入阻抗非常低。
由于晶体管Q11和Q21的特性相同，基极电位相同，Q11和Q21的集电极中流入相同的电流。同样，由于晶体管Q1 2和Q22的特性相同，基极电位相同，Q12和Q22的集电极中流入相同的电流。
由于Q11、Q12、Q21、Q22的特性相同，基极电位相同，并且R1＝R2，所以从压电振子Sa、Sb观察的输入阻抗相等。设该输入阻抗为Zin，则Zin由下式表示。
Zin＝1/{(1/Ri)+(1+hfe)/hie}×1/2…(2)式中，Ri＝R1＝R2，hfe发射极接地时的小信号电流放大倍数，hie发射极接地时的基极—发射极之间的输入阻抗。
在此，假定hfe＝300、hie＝1kΩ、Ri＝100Ω，则输入阻抗Zin为1.6Ω，是非常低的输入阻抗。由于输入阻抗非常低，所以可以获得以下的效果。
(1)不会受到电流电压转换—信号加法电路的输入部的静电容量变化的影响。
(2)不会受到在构成电流电压转换—信号加法电路的电路板等上产生的杂散电容的影响。
(3)在加速度检测元件10和电流电压转换—信号加法电路之间的布线上即使存在电阻和电感成分，由于具有上述(1)、(2)的效果，输入给电流电压转换—信号加法电路的电流信号Ia、Ib不产生相位变化。
因此，加速度检测元件10和电流电压转换—信号加法电路11之间即使相隔一定距离，其影响也非常小。
此外，在该实施方案中，输入阻抗Zin虽然设定为1.6Ω，但并不限定于此。当以使加速度检测元件10和电流电压转换—信号加法电路11之间的距离相隔几十cm的程度为目的时，振荡频率只要在几MHz(关于振荡动作将在后面说明)，即使输入阻抗Zin在几百Ω也不会有问题。也就是说，输入阻抗应该降低到什么程度，可以综合考虑加速度检测元件10和电流电压转换—信号加法电路11之间的距离以及设置环境适当确定即可。
在此，电流电压转换—信号加法电路11输出的Sa信号、Sb信号，两者的和信号的输出电平(振幅)，假定经过压电振子Sa、Sb输入的电流信号为Ia、Ib时，分别可以用下式标示。
Sa信号电平＝R3×Ia/2 …(3)Sb信号电平＝R4×Ib/2 …(4)和信号电平＝R5×(Ia+Ib)/2…(5)为了使上述3个信号电平相同，使R3、R4、R5的电阻比确定为2∶2∶1。通过式(3)、式(4)可以看出，该电路起到了将流入压电振子Sa、Sb中的电流转换成了电压信号的电流—电压转换器的作用。另外，通过式(5)可以看出，起到了将流入压电振子Sa、Sb的电流相加后转换成电压信号的信号加法电路的作用。
在此，上述电流信号Ia、Ib可以用下式表示。
Ia＝Vosc/Z(Sa) …(6)Ib＝Vosc/Z(Sb) …(7)式中，Z(Sa)振荡频率下压电振子Sa的阻抗，Z(Sb)振荡频率下压电振子Sb的阻抗，Vosc电压放大—限幅电路12的输出电压。
然而，该加速度传感器的对加速度的灵敏度处于最大的点，是在压电振子Sa、Sb的2个压电振子中流入的电流Ia、Ib之和(Ia+Ib)的相位、与电压放大—限幅电路12的输出电压Vosc的相位相同的时候。在上述特願2001-42130中所示的电路中，在相位电路中需要设定最佳点，而依据本发明，通过利用流入Sa、Sb的2个压电振子中的电流信号，不需要相位电路。只需要通过电流电压转换—信号加法电路11和电压放大—限幅电路12一起，构成使和信号与电压信号Vosc成同相位的电路即可。
电流电压转换—信号加法电路11，如图2所示，由于是由基极接地型放大电路构成，所以流入压电振子Sa、Sb的电流Ia、Ib之和(Ia+Ib)的相位与和信号的电压是同相位，另外，在电压放大—限幅电路12中，也使输入信号的和信号与输出电压Vosc为同相位来构成电路。因此，这2个电路的总相位为0(同相位)。
此外，在图2所示的例中，虽然采用的是双极型晶体管，但并不限定于此，也可以采用FET(场效应晶体管)实现。这时双极型晶体管的基极、发射极、集电极分别与FET的栅极、源极、漏极对应。
另外，晶体管的数量也不限定在4个，为了达到降低输入阻抗的目的，也可以在晶体管Q11、Q12、Q21、Q22并联连接其它晶体管。
进一步，放大电路的形式也不限定于基极接地型，只要构成的电路可以产生与所输入的电流信号相反相位的电流信号，抵消所输入的电流信号，也就是可降低输入阻抗，具有将该相反相位的电流信号分配成2个的装置，各装置所具有的2个分配电流信号中，通过使一方的各电流信号流入相同的阻抗中，产生(Ia+Ib)的电流电压转换信号，而另一方的电流信号分别流入其他阻抗中产生Ia的电流电压转换信号和Ib的电流电压转换信号即可。
如图2所示，通过采用作为阻抗元件的电阻R1～R5，从整体上可以降低成本，并且容易获得与Ia、Ib、(Ia+Ib)的信号相同相位的电压信号。这种效果并不限定于基极接地型放大电路。
这样，通过设置因力学量而产生的应力为相互相反的2个压电振子、向该2个压电振子施加共同的电压信号的电路、将流过2个压电振子中的电流信号转换成电压信号的电流电压转换电路、以及检测该电流电压转换电路的输出电压信号的相位差并输出力学量检测信号的相位差信号处理电路，可以不容易受到测量环境的影响地进行稳定的力学量的测量。其结果，可以实现不需要调整的电路部。
另外，在电流电压转换电路中，由于流过2个压电振子的电流相位的变化，通过2个差分放大电路转换成电压变化，所以可以消除同相成份的噪声(漂移)。
另外，由于采用基极接地型放大电路或者栅极接地型放大电路构成差分放大电路，所以可以减小放大电路的输入阻抗以及输入电容，构成频率特性良好的电压放大电路以及振荡电路。
依据这些作用效果，就可以使接受应检测力学量的压电振子从电路部分离，从而可应用于各种目的中。
图3表示图1所示的电压放大—限幅电路12的电路图。该电路对图1所示的电流电压转换—信号加法电路11所输出的和信号电压进行放大，形成任意幅度的矩形波之后，进行阻抗转换并将电压信号Vosc提供到压电振子Sa、Sb的公共端子侧上。
在图3中，晶体管Q3和电阻R6构成电压跟随电路。依据该构成，以高输入阻抗接受和信号。该电压跟随电路的输出通过电容C3输入到晶体管Q7的基极上。
晶体管Q5、Q61、Q62、Q71、Q72、Q8、电阻R7～R10构成ECL(Emitter Coupled Logic)的电路。在此，Q71、Q72构成电流开关，使这2个晶体管Q71、Q72中的基极电位低的一方晶体管为OFF，基极电位高的一方晶体管为ON在集电极中有电流流入。流过该电流开关中的电流，受到恒压源的电压Vreg、电阻R7、晶体管Q5、Q61、Q62所构成的恒流电路的控制。晶体管Q61、Q62构成电流镜电路，在Q62中，流入和流入Q61中的电流相同的电流。流入Q62中的电流Is可以用下式表示。
Is＝(Vreg-2×Vbe)/R7 …(8)式中，Vreg恒压源的电压，
VbeQ5、Q61的基极—发射极之间的电压。
因此，在Q72和电阻R9的连接点上产生具有由下式表示的振幅(peakto peak值)A的矩形波。
A＝Is×R9 …(9)由式(8)和式(9)，上述矩形波的振幅，通过电阻R7和电压Vreg可以控制成任意的值。
在图3中，晶体管Q8和电阻R10构成电压跟随电路。该电压跟随电路起到了降低从晶体管Q72和电阻R9的连接点所输出的信号的阻抗并传递到下一级的作用。
晶体管Q9、Q10、二极管D1、D2、电阻R11、R12、R13构成推挽式电压跟随电路。该电压跟随电路，是为了进一步降低晶体管Q8的输出阻抗而设置的。电阻R12、R13用于保护晶体管Q9、Q10。
这样，该电压放大—限幅电路12所输出的电压信号Vosc，就成为将电流电压转换—信号加法电路11输出的和信号电压转换成任意振幅的矩形波，并且转换成低阻抗的信号。
这样，由于使电压放大电路为包括由恒流电路和电流开关电路构成的电压限幅电路的电路，并通过该电压限幅电路，使共同施加到2个压电振子的驱动电压的振幅受到限制，所以可以使电路动作稳定，同时也可降低压电振子的发热。
图4表示图1所示的相位差电压转换电路1 3的电路图。在图4中，INa1～INa4，INb1～INb4，INab分别表示倒相器(非门)，Exor1、Exor2分别表示异或门。
倒相器INa1和电阻R14构成给定增益的放大电路。电容C5隔离直流成分。倒相器INa2、INa3构成波形整形电路。这样将Sa信号进行波形整形后，作为异或门Exor1的一方输入信号V1。同样，通过3个倒相器INb1、INb2、INb3、R15、R16对Sb信号进行波形整形后，作为异或门Exor2的一方输入信号V3。
电阻R16、R17以及电容C7构成将2个信号相加同时进行积分的电路，通过它和倒相器INa4、INb4、INab，可以得到通过将Sa信号和Sb信号相加同时进行积分而使相位移动90°的信号V2。该信号V2分别输入到2个异或门Exor1、Exor2中。
进一步，通过在这2个异或门的输出上分别连接由R18、R19和电容C8、C9构成的平滑电路，可以得到作为差分输出的与Sa信号和Sb信号的相位差近似成正比的电压信号。
图1所示的放大—滤波电路14，在图4所示的、对将相位差转换成电压信号的差分信号进行差分放大的电路中进行模拟放大，并除去要检测的频率成分之外的频率成分。
这样，将流过2个压电振子中的电流信号转换成电压信号，并将与该电压信号的相位差成正比的电压信号作为力学量检测信号输出。
以下参照图5和图6说明有关第2实施方案的加速度传感器的构成。
图5表示加速度传感器的整体构成方框图。和图1的加速度传感器的不同点在于，在压电振子Sa、Sb上分别串联连接电阻RLa、RLb。其它与第1实施方案相同。
图6表示为说明在压电振子上串联连接电阻的效果的等效电路图。但是，由于在压电振子上串联连接电阻的效果，对于2个压电振子Sa、Sb是相同的，所以在图6中只画出了一方的压电振子Sa的等效电路。在图6中，Sa表示压电振子的等效电路，Vosc表示图5中的电压放大—限幅电路12输出的电压信号，RL表示串联连接在压电振子上的电阻。另外，I-V转换器，是图5中的电流电压转换—信号加法电路11形成的电流电压转换电路。
求出上述电流电压转换电路的输出电压Vout的电压相位φ，对角频率ω偏微分，在获得的式子中代入起振角频率ωo，计算出在起振角频率ωo的电压相位φ的斜率(微分系数)Δφ。该Δφ是非常复杂的式子，如果计算近似解，可以用下式表示。
Δφ＝-2×L1/(R1+RL) …(10)将该Δφ，乘以起振角频率ωo和压电振子的共振角频率ωr之间的差的值为相位变化部分。当在加速度传感器10上没有加速度作用时，ωo＝ωr。
也就是说，Δφ是确定加速度检测灵敏度的主要因素之一。如果能控制该Δφ，就可以补偿加速度检测灵敏度。
以下讨论温度补偿方法。
下式表示对式(10)用温度T进行偏微分后的结果。∂∂T(Δφ)=-2×L1R1+L1(∂L1∂T1L1-∂R1∂T1R1×R1R1+RL-∂RL∂T1RL×RLR1+RL)---(11)]]>对式(11)进行整理，可获得下式。
Δφtc＝L1tc-{1/(R1+RL)}×(R1tc×R1+RLtc×RL)…(12)式中，Δφtc、L1tc、RLtc分别是Δφ、L1、RL的温度系数。
在式(12)中，如果可以选定其右边为0的条件，可以进行相位斜率Δφ的温度补偿。如果使用温度系数基本上可以看作为0的电阻(氧化膜电阻等)，在式(12)中，代入RLtc＝0，和温度补偿的条件Δφtc＝0，则可从式(12)中解出RL，如下式所示。
RL＝R1×(R1tc/L1tc-1) …(13)作为压电振子，当采用通常的压电陶瓷的振子，RL＝R1时，在整个可使用温度范围内(-40℃～85℃)的加速度检测灵敏度的变化率范围约为一半。
在该例中，为了降低成本，虽然采用了氧化皮膜电阻等通用的表面安装型固定电阻器且温度系数可基本上看作为0的电阻，也可以使用感温电阻器等的具有温度斜率的电阻器。这样，在式(12)中只要选定Δφtc＝0的条件即可。
此外，如果图6所示的I-V转换器的输入阻抗相对于RL而言不能忽视时，在RL中，包含I-V转换器的输入阻抗进行计算即可。
如上所述，只需要采用2个通用的表面安装型固定电阻器，不会引起成本上升，就可以大幅度改善整个可使用温度范围内的加速度检测灵敏度的变化率。这样的作用效果，是通过利用在加速度检测元件中的电流信号才成为可能的，在特願2001-42130所公开的构成中不可能获得的效果。
此外，在第1、第2实施方案中，虽然示出的是通过检测在2个压电振子Sa、Sb上施加加速度的应力差的加速度传感器，如果其它力学量能对压电振子Sa、Sb施加相反方向的应力这样构成，同样可以构成监测该力学量的传感器。例如，由角加速度在2个压电振子Sa、Sb上产生应力差这样构成，可以作为角加速度传感器使用。另外，由角速度在2个压电振子Sa、Sb上产生应力差这样构成，可以作为角速度传感器使用。同样，由载荷在2个压电振子Sa、Sb上产生应力差这样构成，可以作为载荷传感器使用。
然后，参照图7说明有关第3实施方案的加速度传感器的构成。
图7表示，与在第1、第2实施方案中所示的加速度传感器中所包括的电流电压转换—信号加法电路不同的电流电压转换—信号加法电路的构成。在第1、第2实施方案中，在电流信号阶段进行相加，获得和信号，而在图7所示的例中，是转换成电压信号之后进行相加的例子。在图7中，10表示因加速度产生的应力方向为相互相反的2个压电振子Sa、Sb所构成的加速度检测元件。11a、11b表示电流电压转换电路，11c表示电压信号加法电路。
电流电压转换电路11a、11b分别由运算放大器、反馈电阻R21、R22构成。另外，加法电路11c由运算放大器、电阻R23、R24、R25构成。
但在图7所示的例子中，即使在几MHz的振荡频率(电压信号Vosc的频率)下，也需要具有给定增益的高速运算放大器。而在图2所示的例中，作为有源元件只是采用了4个晶体管，因而具有低成本的优点。发明的效果依据该发明，通过设置因力学量产生的应力为相互相反的2个压电振子、向上述2个压电振子施加共同的电压信号的电路、将在上述2个压电振子中流入的电流信号转换成电压信号的电流电压转换电路、检测该电流电压转换电路的输出电压信号的相位差并输出力学量检测信号的相位差信号处理电路而构成力学量传感器，可以在不容易受到测量环境的影响的情况下稳定地进行力学量的测量。
另外，依据该发明，由于采用电压放大电路、压电振子、电流电压转换电路实施振荡动作，所以利用对施加在2个压电振子上的应力的共振频率的敏锐变化，可以高灵敏度检测力学量。
另外，依据该发明，在电压放大电路中包含由恒流电路和电路开关电路构成的电压限幅电路，利用该电压限幅电路，限制向2个压电振子共同施加的驱动电压的振幅，可以使电路动作稳定，并且降低压电振子的发热。
另外，依据该发明，通过使上述振荡动作的频率为压电振子的共振频率区域的频率，可以使振荡动作稳定，并因此可以提高与所施加的力学量对应的力学量的检测信号的变化灵敏度。
另外，依据该发明，通过使压电振子的共振频率区域为该压电振子的导纳相位为0±45[deg]的范围，使与所施加的力学量对应的电流电压转换电路的输出电压信号的相位差变化更近似于直线，可以在更广的动态范围内进行力学量的检测。
另外，依据该发明，在电流电压转换电路中，由于通过2个差分放大电路将流入2个压电振子中的电流的相位变化转换成电压变化，所以可以除去同相成分的噪声(漂移)。
另外，依据该发明，作为上述阻抗元件，通过采用电阻，可以降低成本，并且容易向压电振子实施正反馈。
另外，依据该发明，由于构成上述差分放大电路采用基极接地放大电路或者栅极接地型放大电路，所以将可以减小放大电路的输入阻抗以及输入容量，构成频率特性良好的电压放大电路以及振荡电路。
另外，依据该发明，由于使上述相位差信号处理电路为，以差分方式输入上述电流电压转换电路的输出电压，输出作为电压信号的相位差的差分型相位差电压转换电路，所以可以获得除去了同相成分噪声的、整体上噪声成分少的、与力学量对应的电压信号。
另外，依据该发明，通过在2个压电振子上串联连接电阻，可以在更广的温度范围获得一定的检测灵敏度。
权利要求
1.一种力学量传感器，其特征在于，包括因力学量而产生的应力为相互相反的2个压电振子、对所述2个压电振子共同施加电压信号的电路、将在所述2个压电振子中流动的电流信号转换成电压信号的电流电压转换电路、以及检测该电流电压转换电路的输出电压信号的相位差并输出力学量检测信号的相位差信号处理电路。
2.根据权利要求1所述的力学量传感器，其特征在于，对所述2个压电振子共同施加电压信号的电路是使从所述电流电压转换电路所输出的、在所述2个压电振子中流动的电流信号之和的电压信号中、与该电压信号同相位的电压信号正反馈到所述2个压电振子中的电压放大电路，通过该电压放大电路、所述压电振子、以及所述电流电压转换电路产生振荡。
3.根据权利要求2所述的力学量传感器，其特征在于，所述电压放大电路包含由恒流电路和电流开关电路所构成的电压限幅电路，通过该电压限幅电路，限制向所述2个压电振子共同施加的电压信号的电压振幅。
4.根据权利要求2或3所述的力学量传感器，其特征在于，所述振荡动作的频率是所述压电振子的共振频率区域中的频率。
5.根据权利要求4所述的力学量传感器，其特征在于，所述共振频率区域是所述压电振子的导纳相位为0±45deg的范围。
6.根据权利要求1和2所述的力学量传感器，其特征在于，所述电流电压转换电路包括2个产生与所输入的电流信号相反相位的电流信号、抵消所输入的电流信号、并将所述相反相位的电流信号分配成2个的差分放大电路，从该2个差分放大电路的2个分配电流信号中，使一方的各电流信号流入同一阻抗元件、而另一方电流信号分别流入其他阻抗元件，产生要输出的电压信号。
7.根据权利要求6所述的力学量传感器，其特征在于，所述阻抗元件是电阻。
8.根据权利要求6所述的力学量传感器，其特征在于，所述差分放大电路构成为，使第1、第2晶体管的发射极与发射极或者源极与源极之间连接，在其连接点与模拟接地之间连接第1电阻，使第3、第4晶体管的发射极与发射极之间或者源极与源极之间连接，在其连接点与模拟接地之间连接第2电阻，将第1～第4晶体管的基极或者栅极连接在恒压源上，使第2、第3晶体管的集电极与集电极之间或者漏极与漏极之间连接的同时，在该集电极或漏极与电源线之间连接第5电阻，使第1、第4晶体管的集电极或者漏极与电源线之间分别连接第3、第4电阻。
9.根据权利要求1或2所述的力学量传感器，其特征在于，所述相位差信号处理电路是以差分方式输入所述电流电压转换电路的输出电压信号、并输出作为电压信号的相位差的差分型相位差电压转换电路。
10.根据权利要求1或2所述的力学量传感器，其特征在于，在所述2个压电振子上分别串联连接了电阻。
11.根据权利要求1或2所述的力学量传感器，其特征在于，所述力学量是加速度。
12.根据权利要求1或2所述的力学量传感器，其特征在于，所述力学量是角加速度。
13.根据权利要求1或2所述的力学量传感器，其特征在于，所述力学量是角速度。
14.根据权利要求1或2所述的力学量传感器，其特征在于，所述力学量是载荷。
全文摘要
一种力学量传感器，其中，2个压电振子(Sa、Sb)设置成因加速度等力学量产生的应力为相互相反。电流电压转换－信号加法电路(11)将在2个压电振子(Sa、Sb)中流动的电流信号转换成电压信号。电压放大－限幅电路(12)将这两个电压信号的和信号放大，使与电流信号同相位的电压信号(Vosc)正反馈产生振荡。相位差电压转换电路(13)产生与电压转换后的Sa信号和Sb信号的相位差成正比的电压信号。放大－滤波电路(14)对其直流放大，除去不需要的频率成分。从而可以不需要进行为降低2个压电振子的特性离散的电路部的调整以及消除这种离散要因，并且能使压电振子和电路部之间相隔一定距离且不需要用相位位移电路控制相位位移量。
文档编号G01P15/10GK1430046SQ02160458
公开日2003年7月16日 申请日期2002年12月30日 优先权日2001年12月28日
发明者山下宗治 申请人:株式会社村田制作所