专利名称：改进的低层大气的声雷达探测的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于通过分离的声学发射器和接收器在低层大气进行探测的声雷达方法和设备。
本发明适用于“单基地”和“双基地”声雷达系统。单基地系统是指发射器和接收器在系统中共处一地，通常位于同一个反射盘。双基地系统是指发射器和接收器在系统中不是共处一地，而是隔开一段距离，该距离通常大于探测范围，而不是该范围距离的一很小部分。
本发明的大气探测技术属于最近提出的声雷达或声波定向和定位一类技术。声雷达与诸如大气中RADAR(无线电定向和定位)、LIDAR(光定向和定位)、AERI(大气散射辐射度干涉测量)以及混合RASS(无线电声学探测系统)等使用电磁波的探测技术不同。然而，所有这些技术在它们当前形式中的共同点为，关注多普勒信号和在处理这些信号时使用傅立叶变换方法。尽管SONAR(声导航和定位)因为应用于液体介质而没有被提到，由于声纳定位和成像方法已经被应用到海洋环境之外，例如某些照相定位、非破坏性测试和医学成像系统等，因而可以预见在声纳与声雷达专有的声学技术之间的交叉。
背景技术：
虽然用于风廓线的专有声学方法及类似方法具有很长的历史，Coulter和Kallistratova在他们1999年的综述文章“在高科技时代声学探测的角色(The Role Acoustic Sounding in a High-Technology Era)”[气象学大气物理(Meteorol.Atmos.Phys.)71，3-19]显示，主要由于不能够达到适当的信噪比(s/n)，它们的性能还不能令人满意。
近年来，雷达DSP(数字信号处理)技术已经用于声雷达以实现改进的s/n。特别地，脉冲压缩技术已经被使用，在该技术中来自于相位或频率编码声脉冲的回声，被使用傅立叶变换的匹配滤波器处理，从而给出距离分辨能力，该距离分辨能力通常与具有更高峰值功率的更短脉冲相关。这样的编码脉冲被认为具有“脉冲压缩”波形或者将要被“脉冲编码”。这种类型的脉冲在这里被简称为啁啾(chirps)。在一篇题为“SODAR系统中编码波形的使用(Use of Coded Waveforms for SODAR Systems)”[气象学大气物理(Meteorol.Atomos.Phys.)71，15-23(1999)]的文章中，S G Bradley最近综述了为了提高声雷达中幅度分辨能力而结合仿真使用雷达脉冲压缩技术。脉冲压缩技术在雷达中使用的例子可以在美国专利Burkhardt的6,208,285、Normat等的6,087,981以及Mroski等的6,040,898中找到。除了声雷达中这些成熟的技术外，Crescenti的一篇题为“由于噪声产生的多普勒声雷达性能的降低(The Degradation of Doppler Sodar Performance Due to Noise)”的综述发现即使在适度的1500米范围内也存在严重的问题。
在我们的未决国际专利申请PCT/AU01/00247(WO 01/67132)中，我们公开了使用为期几十秒的长啁啾的声雷达系统，在该系统中，当啁啾的发射依然持续时，来自每个啁啾的回声被检测(这样的系统可以被称为“即发即听”系统，并且与现有雷达和声雷达技术的常规的“先发后听”系统形成对照)。基于傅立叶的脉冲压缩技术被用于我们的先前申请中，用以从干扰中提取所需的微弱回声信号，所述干扰包括发射中直接从发射器接收的直接信号。在该未决申请中，我们指出在500至5000赫兹频率范围的线性声学啁啾是适合的。我们还公开了过采样的使用；即，超过啁啾音调尼奎斯特(Nyquist)频率的采样率的使用。
当我们未决申请的系统的以上特征的组合用于大幅提高与该技术相关的s/n时，长啁啾和即发即听的使用引起涉及干扰消除的特殊挑战，从而在低层大气引发了精密标度的间断性。干扰中存在三种基本成分直接信号、环境噪声和信号杂散。环境噪声包括三种类型噪声尖峰，由短高噪声造成，例如爆竹或枪支、汽车起火等；背景噪声，例如交通中的嘶嘶声和隆隆声；以及所发射的啁啾从诸如附近建筑等固定物返回的声学回声。杂散是指从例如鸟群或晃动的树等移动物体所返回的回声，这些是不被感兴趣的。与传统的短脉冲先发后听雷达和声雷达不同，我们所倾向的长的听时间意味着许多噪声被收集。
当单基地声雷达系统能够被做得紧凑和便于可携带时，尤其是发射器和接收器被安装在同一个盘或机械结构上，由于直接信号干扰相对回声来说的巨大幅度，直接信号干扰在即发即听系统中是一个严重的问题。同样，在单基地系统中最困难的是分离由水平和垂直风速引起的返回多普勒成分。这些问题在双基地系统中具有较小的影响，双基地系统中接收器被从发射器充分地移开从而大大地减少直接信号，并且由于较小反射/折射角的使用，由于水平风产生的多普勒信号自然比由于垂直风速产生的多普勒信号占优势。然而，这样的双基地系统严重地遭受由于主要在垂直方向上比单基地系统具有更长的信号通道而产生的传播损失。
美国专利Sivian的2,507,121 公开了一种用于探测大气层间断性高度的短脉冲、先发后听、单基地声学系统。在其中最重要的实施例中，使用了两个接收器(麦克风)，一个屏蔽返回的回声，而另一个没有。两个接收器被连接，所以它们的输出是相反的，并且净信号被显示在示波器上。如果是正常的返回回声，由于只有第二个接收器检测到信号，显示脉冲尖。然而，如果是收听期间的一个本地枪响，两个接收器都检测相同的信号，不显示脉冲尖。
美国专利McAllister的3,675,191 公开了一种短脉冲、先发后听、单基地声雷达系统，该系统使用四个邻近的能够用作扬声器和麦克风的声学换能器阵列，该阵列按照罗盘方位点排列，并且除了在它们的上方外彼此屏蔽。短声脉冲被垂直向上发射，在四个阵列的每个上面的返回回声的相对计时给出风层的高度和方向。需要被指出的是，在1969年McAllister和其他人在电气和电子工程师协会学报(Proc.IEEE)57卷(Vol.57)第579-587页的“声学探测-研究大气结构的新途径(Acoustic Sounding-A NewApproach to the Study of Atmospheric Structure)”中充分地记录了声学探测的物理过程。一种相似的系统被美国专利Balser的4,558,594公开，其中能够在不同方向指示连续脉冲的声学相控阵列被使用，来自一个脉冲的回声在下一个脉冲被发射前被该阵列检测到。美国专利Fage等人的5,521,883使用相控阵列在不同方向发送不同频率的脉冲，然后同时收听所有回声，从而减少周期时间。在后者的系统中脉冲发射的典型仰角在20度至30度之间。由于水平风速产生的返回回声中的低仰角增强多普勒成分胜过由于垂直风速产生的返回回声中的多普勒成分，但是具有严重的传播衰减。
在美国专利Jordan的6,097,669中，公开了在先发后听系统中的一种高能量、短持续时间的且包括一个连续小波串的声脉冲的发射。回声被采样并被设置范围门限。在发射声音频率周围的幅度峰值被在每个范围门限中观测到，并被用于结合使用小波系数和逆小波变换得出在该高度的风速。该专利提及Jordan等人的题为“使用小波变换从风廓线信号中消除基础和间歇性杂散污染”(Removing Ground and Intermittent Clutter Contamination from WindProfiler Signals using Wavelet Transforms)[Mar.Vol.14大气和海洋技术杂志(Journal of Atmospheric and Oceanic Technology)，1280-1297]的文献，该文献与雷达相比与声雷达方法更相关。相似地，更早的由Jordan在美国专利5,592,171中的公开，涉及使用于先发后听雷达风廓线中的小波方法，其中主张对杂散和可变噪声的辨别的权利要求。在美国专利5,686,919中Jordan公开稍微相似的多项式技术，用于从雷达先发后听系统中消除宽频带杂散。然而，这些杂散消除方法完全不适合于使用长啁啾脉冲和即发即听的系统。
发明内容
从一方面看，本发明包括用于通过向低范围大气层发射啁啾声学探测低层大气的方法和系统，在该啁啾被发射时检测来自该啁啾的回声以及所伴随的包括直接信号、环境噪声和回声杂散的干扰，通过使用将所接收信号对应到所发射啁啾的波形的匹配滤波器技术从所发射啁啾中提取回声幅度和/或相位数据。较佳地，多个接收器结合单个发射器一起使用，并且来自两个相对接收器的相位数据被相减，从而得到在接收器水平方向上的风速，因此减轻垂直风速的影响，该影响对每个接收器接收的信号是相同的。如果四个接收器被使用在发射器周围的罗盘方位点上，这种方式下对每对相对接收器进行相减就可以计算出风速和风向。
从另一方面看，本发明包括通用方式表示的方法和系统，其中使用小波滤波方法通过从所接收到的小波波形中减去直接信号(来自发射器或来自屏蔽回声而没有屏蔽干扰的伪(dummy)接收器)的波形而衰减直接信号干扰，然后使用逆小波变换产生用于输入匹配滤波器的干扰衰减信号。该小波滤波器也可以通过识别和削波不规则的由接收器输入信号的小波变换显示的噪声尖峰而衰减环境噪声干扰。
从另一方面看，本发明包括通用方式表示的方法和系统，其中使用小波滤波方法衰减通过使用匹配滤波器所提取的幅度数据或信号中的杂散干扰。这通过在使用逆小波变换产生净幅度信号之前，运用所提取幅度信号的小波变换以及削波在小波域中被认为明显的不规则噪声来实现。
在所指出的信号处理中通常使用数字方法。即，模拟接收信号会被采样、数字化转换成数字采样流。然而，在某些处理中，例如采用匹配滤波器所需的傅立叶变换(正变换和逆变换)，需要对整个采样流进行变换，而不是尝试一个采样接一个采样的变换。其他处理，例如将两个采样流相减或采用小波变换，至少部分可以基于一个采样接一个采样的方式进行。这些方式对于熟悉DSP领域的人员来说是常见的。
为了最大化s/n，较佳地使用具有数十秒持续时间的啁啾，以及收听足够长时间，以保证从所关心最大高度返回完整回声的机会。为了同样的目的，需要使用至少十倍于尼奎斯特速率的采样速率。啁啾持续时间和采样速率的限制通常由处理能力决定。
虽然一系列脉冲压缩波形被本领域公知并且能够用在本发明中，我们倾向于(但不限于)跨越大约200Hz到1500Hz的线性啁啾的使用。因为需要专门的声学换能器来产生延伸到低于500Hz的啁啾，并且声波在大气中的传播在大约1500Hz以上时衰减得很快，我们发现使用从约500Hz到约1400Hz范围的线性啁啾是比较适合的。正如已经指出的，多个声学接收器与单个发射器一起使用，能够用于通过将从匹配滤波器输出的相位和/或幅度相减或相加进一步减少不需要的回声信号。这样，在减少水平成分时，垂直风速成分能够被突出，反之亦然。
较佳地，但不是主要地，这里所使用的匹配滤波器为复数类型，该类型需要将所接收的(以及参考啁啾)信号流转换为实流和虚流。这可以通过本领域公知的正弦和余弦方法实现。
不管是否使用了多个接收器，较佳地归一化返回回声的幅度(在傅立叶和/或小波处理之前或之后)，从而补偿在大气中的传播损失。这可以通过以按照发射和回声返回之间的时间间隔取对数的方式增加所返回回声的幅度来完成；即，以按照从发射器和接收器产生回声的大气异常的距离取对数的方式。更具体地，我们已经发现根据函数A.Log(d)-B增加所得到幅度信号的幅度更有效，其中A和B是常数，d是根据回声延迟和空气中声速计算得到的从发射器到接收器经过所述异常的距离。我们已经发现A的可用值在8到14(包括)之间，B的可用值在60到70之间，其中以64最佳。
然而，根据本发明的技术和设备提供的非常进步的分辨率和灵敏度已经令人惊讶地显示出向上进入低层大气的啁啾的衰减特性在大约1到2km的高度，简单地比方说1.5km，出现变化。我们的研究显示，大约1.5km以下的衰减服从合乎球面波传播的平方反比规律，但是在此高度以上，衰减似乎或多或少地为线性；即，在大约1.5km以上(最少至15km)的大气中垂直声学传播显示出为平面特性。因此，根据本发明的另一方面，我们倾向于使用常数补偿大约1.5-2.0km以上的衰减，使用对数函数补偿在此高度以下的衰减(如前面段落所指出的)。
从实数或复数傅立叶域处理获得的幅度信号表示大气反射率随着高度(从发射器到接收器的距离)增长的变化，“反射率”被广泛地用来表示大气返回回声信号的能力。这种使用与傅立叶处理方法结合的长脉冲压缩啁啾的增长的或相关的测量技术，允许来自大范围的风变化的返回(如发生在尾波涡旋中)，从而与通常不能处理与如此高风速对应的大多普勒相移的基于多普勒的技术相反，容易被检测和/或被度量。
通过发射两种不同编码的啁啾(同时使用两个发射器或使用一个发射器之后再使用另一个)，累积的相位输出能够被处理从而消除所有共同的信号和由交叉范围的风产生的成分，从而允许表示范围内声速变化和范围内虚拟温度变化的进一步输出的产生。较佳地，所述两种啁啾为相同的正的和负的线性相位啁啾(例如，正啁啾从800上升到1600Hz，负啁啾以相同的相位速率从1600下降到800Hz)。
因此，本发明最后提到的一方面提供s/n进一步的更大改善，即使在即发即听方式下，允许与本领域相关的更高的回声辨别力。同样，通过多个接收器的瞬时回声接收和处理，极大地提高了周期时间。
正如已经指出的，需要(但不是必须)将多个接收器置于与同一个发射器相同的距离并靠近该发射器，所以每个接收器将会遭受相同的环境噪声(以及其它相同的成分)。一般地，噪声环境更高和更低的一致，接收器彼此需要尽可能地更接近，从而确保每个接收器遭受相同的环境噪声。我们已经发现，在嘈杂的环境中，接收器和发射器之间的距离应该约为几米。在安静的环境中，距离可以约为10米。
已经描述了本发明的特性，现在将结合有关的附图描述详细的实施例。然而，熟悉本领域的人员会意识到许多变化和修改能够被用于所选择的实施例，并且符合在权利要求中所确定本发明的范围。在这些附图中图1为用于探测低层大气的声雷达系统所选实施例的基本组成的示意平面图，该系统中使用了多个接收器和一个发射器；图2为在所选实施例中处理来自图1的多个接收器的信号的方式的整体系统图；图3为图2中一部分的更详细的框图；图4-13为幅度(纵坐标)对采样数目(横坐标)的曲线图，每个曲线图以对应于图2和图3中的参考标号的标号相区别；图15和16分别为使用小波滤波和没有使用小波滤波的情况下输入到匹配滤波器的采样信号流的幅度对采样数目的曲线图；图17和18分别为经过和未经过所公开方式的干扰衰减的从匹配滤波器输出的相位的多普勒频谱的曲线图；图21为使用常规技术从该示例的相位和幅度的输出计算得到的整个动能与高度的曲线图；图22为输入匹配滤波器的低通滤波器中的实信号成分的幅度对频率的曲线图；图23为从匹配滤波器的低通滤波器中输出的实成分的幅度对频率的曲线图；图24为能够根据所描述示例产生的大气数据类型的示例；图25A和25B为分别经过和未经过杂散消除的、来自本示例的系统中的一个接收器的处理后返回信号的输出；图26为使用所选择示例的长期探测的输出，描绘出了一个接收器超过大约6天的返回的幅度的梯度。
具体实施例方式
转到图1，第一示例的声雷达系统10包括，扩音器(发射声学换能器)12，位于环绕的、只在顶部开口的隔声屏14中，四个麦克风(接收声学换能器)16n、16s、16e和16w被放置在扩音器12周围，每个位于各自独立的同样只在顶部开口的隔声屏18中。麦克风16n、16s、16e和16w被置于与扬声器12等距的位置上，并且各自被安置在相对于扬声器12的罗盘方位点北、南、东和西的方向。本示例的系统10是一个紧凑的单基地系统，其中扬声器12和麦克风16n、16s、16e和16w共处一地；即，彼此在几米之内，并且甚至可能被安装在一个简单结构或反射盘上(如同我们未决国际申请PCT/AU02/001129中所公开的那样，但是这里没有示出)。
扬声器12和它的隔声屏14被合适地安放，使得扬声器的声学输出被控制垂直向上成一束进入大气，以黑箭头20概略地表示。麦克风16n、16s、16e和16w以及它们的隔声屏18可以也被安放成优先地接收向下传播的声音。如果需要，麦克风16n、16s可以被稍微地向对方转动一个角度，并且16e和16w也可以稍微地向对方转动一个角度。需要注意确保所有麦克风是基本上一样的，并以基本上一样的方式被屏蔽，并且，如果像所指出的那样转动一个角度，所有麦克风都具有与相对扬声器12发射轴相同的角度。
在本示例中，伴有隔声屏24的第五“伪”麦克风22被使用，麦克风22与每个其它的麦克风16n、16s、16e和16w基本上一样，被安置与其它麦克风到扬声器12一样的距离，并且，它的隔声屏24与其它每个麦克风的隔声屏18基本上一样。然而，伪麦克风22不同在于，它被声学屏蔽了完全垂直到达的声音，如平行线阴影26所标出的，隔声屏26被垂直安置于麦克风22和隔声屏24两者的上方，所以本地水平方向的声音以与它们被其它麦克风16n、16s、16e和16w检测一样的方式被麦克风22检测。因此，伪麦克风22倾向于接收与其它麦克风相同的直接信号和环境噪声干扰，但不接收从大气返回的回声或杂散干扰。
在本示例中，由扬声器12输出的声音为36秒持续时间的恒定幅度线性啁啾的形式，起始于约700Hz的频率，结束于约1600Hz的频率，该过渡由平滑的恒定率的相位变化实现。该啁啾以30图示，并且在大气探测期间每50-60秒重复一次。扬声器12由驱动电路32提供能量，该驱动电路32从计算机或PC 34的声卡(没有示出)接收其输入。PC 34也产生一个同步输出36，在本示例中该同步输出36为96kHz的大致的方波。
由每个麦克风16n、16s、16e、16w和22检测到的声音，被作为电模拟信号输出，并在各自的接收器电路38中以常规方式被调节和放大，每个接收器电路38的模拟输出在各自模数(A/D)转换器40中被时间采样并被转换成数字信号。采样速率和计时被来自PC 34的同步信号36控制。在本示例中，用于每个接收器38输出的采样率为96kHz，并且每个采样的精度为32比特。
在图1中，被每个麦克风16n、16s、16e、16w和22接收的直接信号干扰由大箭头42表示。直接信号42不会和所传播的信号20相同，因为使用在扬声器和麦克风周围的隔声屏将比其他频率成分更多地衰减某些频率成分，并且也会引起某些频率选择性相移。同样，出现在麦克风检测的信号中的本地混响可能没有出现在发射的啁啾中。从大气返回的回声(包括杂散)由小箭头44表示，需要指出的是，箭头44没有在伪麦克风22处标出，这是由于该麦克风被屏蔽了垂直传播的声音。因为麦克风16n、16s、16e、16w和22水平方向上都以相同的方式被屏蔽，并且被置于与扬声器12相等的距离上，被每个麦克风接收的直接信号42和被每个麦克风接收的环境噪声信号(由黑色箭头46表示)是基本上一样的。当然，因为每个麦克风“看到”大气不同的部分，返回到每个麦克风16n、16s、16e、16w的回声44不会相同。
最后，需要指出的是，从每个A/D电路40流出的32比特采样的96kHz流被分开输出来自伪麦克风22的部分以D指示，来自麦克风16n、16s、16e、16w的部分以N、S、E和W指示。一个以R指示的32比特、96kHz参考输出流，与被PC 34输出到扬声器驱动器32的信号一致，具有或不具有与实际供给驱动器32的信号相关的有意添加的时间延迟。采样流N、S、E和W较佳地从信号20发射的开始时启动，参考采样流R较佳地不含时间延迟地被产生，因此，对于流R中的每个采样，在每个采样流N、S、E和W中存在相应的采样。然而，有必要使采样流N、S、E和W在发射的啁啾30和参考流R终止之后以96kHz采样速率继续地被产生一段时间，该时间取决于所需范围。
在本示例中，所需范围被假定为从大约10m到稍过1000m。由于采样流N、S、E和W持续被产生(依靠从PC 34持续被输出的同步信号36)六秒，长于啁啾30(以及流R)的持续时间，所以最大范围是6×340×0.5或1020m (340为以m/s单位的声音在空气中的速度，0.5因子是考虑到回声往返行程)。因此，在本示例中，每个啁啾具有11s的持续时间，整个收听时间(以及每个采样流N、S、E和W的持续时间)为每个发射啁啾开始之后的11s。
正如已经指出的，采样流N、S、E和W包含与形态为直接信号42和环境噪声46的大量干扰一起的微弱返回回声44。采样流D包含该干扰，但不包含可忽略数量的回声44。也正如已经指出的，回声44自身包含形态为由于视野中移动物体反射产生的杂散的干扰。下面将参考图2和图3详细说明这些干扰信号的选择性消除或衰减以及从微弱回声中产生所需输出。
特别参照图2，来自图1的N、S、E和W采样流在小波滤波器50中被并行处理，以选择性地减少直接信号干扰42(图1)和环境噪声干扰46。这通过使用数值小波(numerical wavelet)方法完成，首先，比较每个采样流N、S、E和W的变化与参考信号R或D的变化，以选择性地减少直接信号干扰，其次，识别并消除尖峰干扰，第三，衰减背景隆隆声或嘶嘶声。在直接信号干扰的减少中优先使用参考信号D，因为它更接近地类似于被麦克风16n、16s、16e和16w真正接收的直接信号干扰。合适的数值小波处理方法可以从以商标MatLab出售的DSP功能的商用组件中得到。
从小波滤波器50输出的清理后的采样流N’、S’、E’和W’然后被提供给匹配滤波器52，并在其中被使用傅立叶域处理技术并行处理，以产生分离的采样回声相位流和回声幅度成分流(分别以54和56指示)。因此，N相位成分流包括一个数字数值的时间序列，其中每个数值表示在输入匹配滤波器52的采样流N’中每个对应净采样的在-π和+π之间的一个相位值；这同样适用于相位输出流54的S、E和W成分。N、S、E和W幅度输出流56中的每个相似地包括一系列数字数值，其中每个数值表示由对应于输入匹配滤波器52的净采样N’、S’、E’和W’所代表的回声的幅度。当然，在该阶段杂散干扰出现在这些相位和幅度采样中。
包含杂散干扰的N、S、E和W幅度采样然后被通过第二小波滤波器58，在第二小波滤波器58中，包含对应于杂散的不规则幅度峰的采样被识别并被调整(被削波)，以符合相邻采样的幅度。由于对应的相位采样54也非常可能包含不规则相位数据，处理59被用于存储不规则采样的标识(例如序数)以及调整相同相位采样54的相位读取，这样它们符合它们相邻采样的相位。所采用的方式将被简短地说明。现在，需要指出的是，从第二小波滤波器58输出的四个调整后的幅度采样流60被存储在一系列对应的回声强度的库62中，用于以后的显示或研究。
如果需要，这里作为优选地，希望调整存储在库62中的每个采样所记录的幅度，以补偿传输损失，这可以通过归一化处理64完成，然后每个归一化的幅度采样被存储在一系列对应的归一化采样库66中。可替代地，该归一化处理可以提前进行，如同由虚线68显示的处理。尽管我们不确定我们已经通过对使用所选示例的处理的大气探测的结果和无线电探空仪的读数进行比较所发现的理论解释，但是返回回声的幅度趋向于随着传播损失的范围以对数下降，一直到大约1200-1500m的高度。奇怪的是，在2000m之后，下降随着范围趋向于线性。因此，在本示例中，归一化处理64或68通过如下方式使用这些发现根据采样数目以对数提高流56中幅度采样的幅度，直到采样数目达到对应于1250m的范围，并且随着采样数目进一步增加，线性地提高流56每个采样中所记录的幅度。因此，随着将1250m高度以下空气中的声速取为340m/s以及允许2040m的往返行程，采样数目8.9×105大约对应于600m的范围。直到采样数目7×105使用对数归一化，并且从8.9×105到1.07×106使用线性归一化，1.07×106接近以96K/s在11s内取的采样数目(并且接近1020m的范围)。
现在回到瞬时相位采样流54的处理，如先前指出的那样，每个流的每个采样包括一个在-π和+π之间的、指示该采样的所测量相位的数值。为了获得可表示在与采样数值相应范围的多普勒频移或风速的输出，相位采样54的每个相位流成分(N、S、E和W)必须被处理，以从头开始产生增加的或累积的相位。该处理被由70表示的“展开”处理完成，该操作也是MatLab中公知的数值DSP技术。因此，数字数值72的N、S、E和W流被从展开处理70中输出，所述处理70表示与束20中每个发射采样对应的每个流中采样的累积相移(也就是多普勒成分)。然而，在流70被输出之前，那些与不规则幅度采样(表示杂散干扰)对应的采样的累积相移通过使用处理60调整为符合它们的相邻采样。
虽然该“原始的多普勒”信息是有价值的，并且能够被用于描绘在对应于每个所接收采样的高度的水平风速，但是它包含由于在每个相关高度垂直风速中的瞬时变化产生的明显“多普勒噪声”。由于所有接收器/麦克风看到天空相同的部分，该相同部分能够被假设为在一个短时期内具有大致相同的垂直风速，由于风速垂直成分产生的该多普勒噪声能够一个接一个地在处理74中通过累积的N和S相位采样72相减被消除，从而产生净N-S相位采样流。该N-S流被复制成两个一样的N-S采样流76和78输出。相似地，E和W采样流72在处理80中被相减，从而产生两个一样的净E-W速度采样流82和84。采样流76和82被提供给处理86，每个采样的风速从处理86通过使用公式 得到，从而产生存储在风速采样库90中的输出风速采样流88。采样流78和84被提供给处理92，每个采样的风向通过使用公式ATan2{[E-W]/[N-S]}从处理92中得到，由此产生的风向采样流93被装进风向库94用于存储。
在回声信号的处理中以及在那些获得的所接收信号中每个采样的风速、风向和回声强度数据的产生中，存在非常大量的用于存储结果的库62、66、90和94，这是非常重要的；因为在所选择示例的11s收听时间中大约有5.7×105个采样。即使一个单独附加的PC被用于处理每个接收的采样流，上述巨大数量的采样也导致沉重的处理负载和大量的处理时间。所需库的数量能够通过以下方法被有效地减少(例如)均分输出流60、88和93中每10、50或100个采样，并在处理中把平均数放入一个相应的“范围库”，这通常叫做在图中通常以96表示的“范围门限”。对于1020m的范围5.7×10个采样表示每米564个采样，在10、50和100个采样的范围门限给出每范围门限56、11和6个采样并且相应地减少库的数量。如果处理负担能够在任何更早的阶段通过均分信号被类似地减少，这将会被发现导致不良的结果，并且这不是想要得到的。
现在转到图3，下面将详细说明小波滤波器50和匹配滤波器52的功能。来自麦克风16n、16s、16e和16w并输入小波滤波器50的N、S、E和W采样流，一个采样接一个采样地在处理100中被使用Daubechies小波变换变换成相应的小波函数。对于每个采样，一个“近似”函数和一个“细部(detail)”函数被输出，它们被以102和104表示。输入的参考采样流R或D(在本实施例中D较佳)105在处理106中被相似地转换为一组对应的小波函数，对于每个采样一个近似函数108和一个细部函数110被输出。通过在处理112中将近似函数102和108相减，以及通过在处理114中将细部函数相减，净的近似函数和细部函数采样流116和118被产生(和衰减的直接信号一起表示原始采样流N、S、E和W)。
在“小波域”中噪声减少的第二阶段通过处理120实现，以减少尖峰噪声。处理120按照输入产生不同的输出116和118，并使用细部输出118来识别遭受尖峰噪声的采样，然后减少近似输入116中相同采样的幅度值，从而符合相邻的没有遭受噪声尖峰的采样的值。细部噪声118中的尖峰也被减少。因此，由操作120产生的调整后的近似输出112和细部输出124然后被提供给处理126，处理126执行噪声减少的第三阶段，也就是背景嘶嘶声和隆隆声的消除。处理126简单地将细部采样流124的每个采样的幅度设置为0。所输入调整后的近似122然后作为输出近似采样流128在基本上没有变化地被通过，与被置为零的细部流130一起送到逆小波变换操作132，从而产生重新构成的“净”采样流N’、S’、E’和W’，它们是小波滤波器50的输出。
噪声减少后的采样流N’、S’、E’和W’被从小波滤波器50输出到匹配滤波器52，用于使用傅立叶方法提取相位和幅度成分。再一次，能从诸如MatLab等资源获得的公知的快速傅立叶算法能够被用来完成匹配滤波器功能。输入的采样流N’、S’、E’和W’被并行地输入两个分离的乘法器或“混合器”150和152。被输入到乘法器150的每个采样流的每个采样，被乘以一个2000Hz信号154的正弦的相应的数值采样，并且，被输入到乘法器152的每个采样流的每个采样，被乘以同一个2000Hz信号的余弦的相应的数值采样。熟悉本领域的人员会认识到这些正弦和余弦函数能够被完全数值地产生，而不需要对模拟的2000Hz信号采样，为了清楚的目的，图3给出了后者。因此，假设模拟信号154被A/D转换器156采样，并且在被输入乘法器150之前，结果流的每个采样的正弦在处理158中被数值地提取。相似地，假设信号154被A/D转换器160采样，从而产生采样流，该采样流然后在将结果采样流输入乘法器152之前在处理162中被数字地转换成每个采样的余弦。这样(如本领域中所公知的)，乘法器150和152的输出一起产生所输入采样流N’、S’、E’和W’的一个复数表达式，乘法器150的输出和乘法器152的输出成为各自包括所输入采样流N’、S’、E’和W’的虚部I和实部Q的采样流。
每个完整复数采样流N’、S’、E’和W’然后通过使用快速傅立叶变换操作164被转换到傅立叶域。该变换结果然后作为复数采样流I’、Q’通过低通滤波器166提供，从而消除高频成分，低频输出I”、Q”然后被输入相关器或复数乘法器168，在那里它被乘以以171表示的参考采样流R(由PC 34产生的啁啾信号)的傅立叶变换的通常以170表示的复数输出。后者的变换由接收采样流R正弦和余弦成分的处理172产生。相关器168最终的复数输出I、Q信号流然后被输入逆快速傅立叶处理180并且被其累加，产生时间域信号流54和56(参看图2)，这个会被重新取回的流各自包含对应于图1中采样流N、S、E和W的每个输入采样的相位和幅度信息。
如上所述，从匹配滤波器52输出的相位和幅度流54和56仍然包含可能在小波滤波器50中不能被消除的杂散噪声。但是，一旦提取了分离的相位和幅度采样流，不规则信号能够通过使用第二小波滤波器58而消除(图2)。因为除了不需要直接信号减少步骤，该滤波器与滤波器50完全一样，因此不再对其进行单独说明。N、S、E和W幅度流56的分离的小波变换在滤波器50中被以与处理100相同的处理实现，具有不规则尖峰噪声的幅度采样在滤波器50中被以与处理120相同的处理识别。在该处理中，不规则尖峰噪声被减少(被削波)，并且在被作为净回声幅度流60从滤波器58输出之前，调整后的幅度采样流在滤波50中以与处理132相同的处理受到逆小波变换(图2)。
如前所述，位于滤波器58的不规则采样的标识被送到处理59，并且被该处理使用，从而符合由处理70产生的对应的展开相位。
图4-14为说明图3的小波滤波器50中不同点的信号的曲线图，这些曲线图按照采样幅度(纵坐标)对采样数目(横坐标)描绘。图1-14的曲线图被按照右上角的字母或数字来确定在图3中提取信号的位置。这些图是从使用500K个采样的发射啁啾和从啁啾开始时启动的1050K个采样的收听时间的测试中得到的。
图14表示图3中输入到小波变换处理100的W采样流，显示在W返回的前500K个采样中直接信号的优势。在数目800K处或附近，尖锐的噪声尖峰被显示在采样中。图5说明输入到小波变换处理106的所发射啁啾的采样流R，显示在约500K个采样的整个发射周期期间一个大恒定幅度。图6为从变换处理100输出的小波变换近似102采样流，再次说明直接信号和噪声尖峰；而图7为来自该相同处理的细部采样流104，突出明显的噪声尖峰，但是显露了在约5K采样数目的另一个较小的噪声脉冲(注意，由于与小波变换处理相关的技术原因，细部输出的采样数目是近似输出的采样数目的一半)。
图8和图9分别为采样流R小波变换的近似和细部输出108和110，可以看到，参考啁啾导致在250K采样区域的一个尖锐峰。图10和11为相减后的近似和细部采样流116和118，大多数直接信号已经从流116消除，但是噪声尖峰仍然显示在118中。图11中噪声尖峰的幅度被作为条件测试使用，为了在处理120中削波近似和细部信号，产生图12中削波后的近似采样流122和图13中削波后的细部采样流124，在逆小波变换被用在处理132中以产生噪声减少的正常输出W’之前，该采样流(124)然后在处理126中被置为零。
图15和16显示通过处理126获得的s/n增益，其中剩余的嘶嘶噪声由此被减少，图15为没有使用处理126的采样流W’，图16为使用处理126的信号W’；图15中信号的s/n为30dB，而图16中信号的s/n为40dB。
图17和18显示在(例如)风速为(例如)600m的测量中使用小波滤波器50的益处；即，采样88处于对应于600m高度的范围门限90(图2)。图17为表示没有使用小波滤波器50的在该范围门限内的多普勒信号，而图18为使用滤波器50的相同信号。
图19和20各自显示在某一天风向和风速随着高度的变化，该风向和风速取自图2中风向库94和风速库90。如本领域公知，该数据能够被用于计算随着高度变化的风能变化的二阶矩，它与整个动能(TKE)的重要参数成比例。图21说明使用来自图19和20的数据进行上述计算的结果。
图22说明输入匹配滤波器52(参看图3)中低通滤波器168的实部Q’的一个例子，图23说明从匹配滤波器52中低通滤波器168输出的、对应于图22中显示的所输入的实部Q的一个例子。
图24提供了由图1-3中系统10所产生数据的综合展示，显示N、S、E和W信号幅度随着高度直到744m的变化、风切变的数值、水平风速和风向。图25A和25B为通过两个相同的系统在同一天超过12小时重复检测的实际图样，其中纵坐标为高度、横坐标为时间，在范围门限96的库66中的回声返回的归一化后的幅度被以灰度的深浅来表示(由于它们是彩色打印输出的复印品，许多细节已经丢失)。图25A显示没有经过小波滤波器58杂散消除的返回，杂散出现在190和320m。图25B显示经过小波滤波器58杂散消除的返回。图26描绘了经过大约六天的高度和时间，其中幅度采样的一阶导数被以灰度的深浅显示。
本示例中接收器子系统的计算需求是大量的，并且很可能证明使用一个PC去处理来自每个接收器的信号、使用另一个PC去产生所述啁啾以及充当一个控制器是合适的。
权利要求
1.一种利用声学发射器装置和接收器装置声学探测一定高度范围上的低层大气的方法，所述接收器装置包括第一声学换能器，该方法包括以下步骤利用所述发射器装置，沿着传播轴向所述范围上的低层大气传播声学啁啾(如这里理解的那样)，在所述啁啾发射期间及之后，利用所述第一换能器检测从大气返回的所述啁啾的声学回声，所述第一换能器因此也检测包括该啁啾的直接发射、环境噪声和回声杂散的声学干扰，并利用所述第一换能器产生代表所述检测到的回声和干扰的第一模拟电子接收信号，采样所述第一模拟电子接收信号以产生数字采样的第一输入流，该第一输入流表示包括由于所述干扰产生的信号成分的该第一模拟接收信号的瞬时幅度，产生所述数字采样的第一输入流的复数傅立叶变换，关联在傅立叶域中的所述变换和所述啁啾的复数傅立叶变换，以产生关联的变换，产生所述关联的变换的逆傅立叶变换，从而产生幅度采样的输出流，该输出流表示与范围对应的反射或折射异常的强度。
2.根据权利要求1所述的方法，包括以下步骤产生所述关联的变换的逆傅立叶变换，从而产生表示与范围对应的风特性的相位采样的输出流。
3.根据权利要求1或2所述的方法，包括在产生所述复数傅立叶变换之前，使所述第一输入采样流通过小波滤波器以衰减所述干扰的直接信号和环境噪声成分的步骤。
4.根据权利要求1或2所述的方法，包括以下步骤产生数字采样的变更的第一输入流，其中在所述数字采样的第一输入流中所述干扰的直接信号成分被衰减，以及使用所述变更的第一输入流产生所述复数傅立叶变换，产生所述变更的输入流的步骤包括以下子步骤执行所述数字采样的第一输入流的小波变换，以产生采样的分离的接收的小波近似流和接收的小波细部流，执行所发射啁啾的数字采样流的小波变换，以产生采样的分离的小波啁啾近似流和小波啁啾细部流，将所述接收的小波近似采样和所述啁啾近似采样相应的部分相减，以产生相减后的小波近似采样流，将所述接收的小波细部采样和所述啁啾小波细部采样相应的部分相减，以产生相减后的小波细部采样流，执行所述相减后小波近似流和相减后小波细部采样流的逆小波变换，以产生所述数字采样的变更的第一输入流，其中上述直接信号干扰成分被衰减。
5.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述接收器装置包括与所述第一换能器相似的伪声学换能器，并且其中所述伪和第一声学换能器被布置在与发射器装置基本上相同的距离处，所述伪换能器被声学屏蔽了大气回声，但是和第一换能器一样适于接收所述干扰的直接信号和环境噪声成分，并且其中权利要求1或2的方法包括以下步骤产生数字采样的变更的第一输入流，其中所述数字采样的第一输入流中的所述直接信号和环境噪声成分被衰减，并且利用所述变更的第一输入流产生所述复数傅立叶变换，产生所述变更的输入流的步骤包括以下子步骤执行所述数字采样的第一输入流的小波变换，以产生采样的分离的接收的小波近似流和接收的小波细部流，利用所述伪换能器产生表示由所述伪换能器接收的所述直接发射和噪声的伪模拟电子接收信号，采样所述伪模拟信号，以产生表示伪模拟信号瞬时幅度的数字采样伪流，该数字采样伪流包括由于直接信号和环境噪声干扰产生的信号成分，执行所述数字采样伪流的小波变换，以产生采样的分离的伪小波啁啾近似流和伪小波啁啾细部流，将所述接收的小波近似采样和所述伪近似采样相应的部分相减，以产生相减后的小波近似采样流，将所述接收的小波细部采样和所述伪小波细部采样相应的部分相减，以产生相减后的小波细部采样流，执行所述相减后的小波近似采样流和相减后的小波细部采样流的逆小波变换，以产生所述数字采样的变更的第一输入流，其中上述直接信号和环境噪声干扰成分被衰减。
6.根据上述任意一项权利要求所述的方法，包括使所述幅度采样的输出流通过幅度小波滤波器，以实现表示干扰的杂散成分的所述幅度采样不规则部分被削波的步骤。
7.一种使用声学发射器装置和接收器装置声学探测一定高度范围上的低层大气的方法，该方法包括以下步骤利用所述声学发射器装置向低范围的低层大气中发射声学啁啾(如这里理解的那样)，利用所述声学接收器装置检测声学输入信号，并产生表示所述输入信号的接收器输出，所述声学输入信号和所述接收器输出各包括由于(i)在所述啁啾发射期间及之后从大气返回的所述啁啾的回声的成分，(ii)包括从发射器装置直接接收到而没有从大气返回的直接啁啾信号、环境声学噪声和返回的回声杂散成分的干扰的成分，以及利用匹配滤波器提取回声信息以及从中产生表示与范围对应的大气异常的信号幅度和/或相位数据。
8.根据权利要求7所述的方法，包括在利用所述匹配滤波器之前，使所述接收器输出通过小波滤波器以衰减所述干扰的直接信号和环境噪声成分的步骤。
9.根据权利要求7或8所述的方法，包括使所述信号幅度数据通过小波滤波器以衰减所述干扰的杂散成分的步骤。
9.根据权利要求7所述的方法，包括在利用所述匹配滤波器之前，产生具有衰减的干扰成分的变更的接收器输出的步骤，产生所述变更的接收器输出的步骤包括以下子步骤执行所述接收器输出的小波变换，以产生接收的小波近似信号和接收的小波细部信号，执行所述发射的啁啾的小波变换，以产生小波啁啾近似信号和小波啁啾细部信号，将所述接收的小波近似信号和所述啁啾近似信号相减，以产生相减后的小波近似信号，将所述接收的小波细部和所述啁啾小波细部信号相应的部分相减，以产生相减后的小波细部信号，执行所述相减后的小波近似和相减后的小波细部信号的逆小波变换，以产生所述数字采样的变更的第一输入流，其中上述直接信号干扰成分被衰减。
10.根据权利要求7所述的方法，包括以下步骤使用该接收器装置检测第一声学输入，包括从所发射的啁啾沿第一方向返回的回声，以产生与所述第一声学输入相关的第一接收器输出，使用该接收器装置检测第二声学输入，包括从所发射的啁啾沿第二方向返回的回声，以产生与所述第二声学输入相关的第二接收器输出，而且所述第二方向与所述第一方向基本上相反，利用所述匹配滤波器产生包括来自所述第一接收器输出的相位相关成分的第一相位信号，利用所述匹配滤波器产生包括来自所述第二接收器输出的相位相关成分的第二相位信号，处理所述第一和第二相位信号，以产生与范围内空气特性相关的数据。
11.一种在声学探测一定高度范围上的低层大气中使用的装置，包括声学发射器装置，发射器驱动装置，用于产生声学啁啾信号，并且通过所述发射器装置使所述啁啾信号被传播到大气中，声学接收器装置，适于在啁啾进行传播的同时检测所传播的啁啾信号的回声，并适于产生代表所述检测到的回声和伴随的干扰的输入信号，所述干扰包括检测到的未从大气反射的直接啁啾信号，还包括环境噪声和回声杂散，小波滤波器装置，被连接以用于接收所述输入信号和接收啁啾信号的电子参考拷贝，所述滤波器装置适于使用所述拷贝来衰减所述输入信号中所检测到的直接信号，以产生变更的输入信号，以及匹配滤波器装置，被连接以用于接收所述参考信号和所述变更的信号，以从中提取相位和幅度数据，而且所述数据表示范围内的大气的特性。
12.一种在声学探测一定高度范围上的低层大气中使用的装置，包括声学发射器装置，发射器驱动装置，用于产生声学啁啾信号，并且通过所述发射器装置使所述啁啾信号被传播到大气中，第一声学接收器装置，适于在啁啾进行传播的同时检测所传播的啁啾信号的回声，并适于产生代表所述检测到的回声和伴随的干扰的第一输入信号，所述干扰包括检测到的未从大气反射的直接啁啾信号，还包括环境噪声和回声杂散，匹配滤波器装置，被连接以用于接收输入信号和所述来自驱动器的啁啾信号的电子拷贝，以及适于从中提取回声幅度信号，小波滤波器装置，被连接以用于接收所述幅度信号，并且所述滤波器装置适于在小波域中削波不规则幅度信号，以减少幅度信号中的回声杂散。
全文摘要
一种用于低层大气声学探测的方法和系统，包括声学啁啾的发射和使用小波和匹配滤波器技术对返回的回声和干扰的处理。可以使用单个发射器和四个接收器，其中接收器位于与发射器等距的罗盘方位点上。N、S、E及W输入和发射器的啁啾信号(R或D)一起被数字化并输入小波滤波器(50)，用于衰减直接信号和环境噪声信号。干扰衰减后的信号然后在匹配滤波器(52)中被处理，以提取相位和幅度输出(54和56)，该相位输出被展开(70)。N与S相位信号以及E与W相位信号然后各自被相减(74和80)，其结果用于计算(86和92)风速和风向。在被存储之前，所提取的幅度信号(56)被连同范围门限(96)内的风速和风向数据一起通过第二小波滤波器(58)，以消除回声杂散干扰。
文档编号G01P5/00GK1781032SQ200480011246
公开日2006年5月31日 申请日期2004年2月26日 优先权日2003年2月26日
发明者安德鲁·路易斯·马丁 申请人:电信网络信息有限公司