基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测量装置及方法与流程

技术特征：

1.一种基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测量装置，其特征在于包括绝缘测量管道(1)、激励电极(2)、检测电极(3)、金属屏蔽罩(4)、虚拟电感模块(5)、信号处理与通讯模块(6)、微型计算机(7)；激励电极(2)和检测电极(3)安装在绝缘测量管道(1)外壁上，金属屏蔽罩(4)罩住激励电极(2)与检测电极(3)防止外界干扰，信号处理与通讯模块(6)和激励电极(2)相连接，检测电极(3)和虚拟电感模块(5)的输入端相连接，虚拟电感模块(5)的输出端和信号处理与通讯模块(6)相连接，信号处理与通讯模块(6)通过USB数据线和微型计算机(7)相连接。

2.根据权利要求1所述的基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测量装置，其特征在于所述的虚拟电感模块(5)结构为：第一运算放大器(A₁)的正相输入端为虚拟电感模块(5)的输入端，检测电极(3)、第三电阻(R₃)的一端与第一运算放大器(A₁)的正相输入端相连，第一电阻(R₁)、第一电容(C₁)及第六电阻(R₆)的一端与第一运算放大器(A₁)的反相输入端相连，第一电容(C₁)的另一端、第二电阻(R₂)的一端、第六电阻(R₆)的另一端分别与第一运算放大器(A₁)的输出端相连，第二运算放大器(A₂)的正相输入端与第一运算放大器(A₁)的正相输入端相连，第二电阻(R₂)的另一端、第五电阻(R₅)的一端与第二运算放大器(A₂)的反相输入端相连，第二运算放大器(A₂)的输出端通过串联的第四电阻(R₄)、第三电阻(R₃)与第二运算放大器(A₂)的正相输入端相连，第五电阻(R₅)的另一端与第二运算放大器(A₂)的输出端相连，第一电阻(R₁)的另一端与信号处理与通讯模块(6)中电流-电压转换电路的运算放大器(A_f)的反相端相连，作为虚拟电感模块(5)的输出端。

3.根据权利要求2所述的基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测量装置，其特征在于所述虚拟电感的等效电感值为L值通过调节R₃的值进行改变；利用运算放大器在深度负反馈条件下的“虚短”特性，使虚拟电感的输出端通过电流-电压转换电路中运算放大器(A_f)的同相端虚地；R₆起到稳定运算放大器工作状态的功能，保证当电路进入正反馈导致自激振荡时，电容C₁可通过其放电，从而使虚拟电感恢复稳态。

4.一种使用如权利要求1所述装置的流体电阻抗测量方法，其特征在于具体步骤如下：

1)信号处理与通讯模块中的DSP芯片完成系统初始化，发送控制信号，FPGA芯片接受控制信号，其内部的DDS模块辅以DAC芯片产生正弦激励信号，通过激励电极(2)施加于绝缘测量管道(1)内的导电流体；该状态下激励电极(2)与绝缘测量管道(1)内的导电流体通过管壁形成耦合电容C_x1，绝缘测量管道(1)内两个电极间的导电流体等效成电阻抗Z₀，检测电极(3)与绝缘测量管道(1)内的导电流体通过管壁形成耦合电容C_x2，使三者构成串联交流测量通路；

2)以导电流体的等效电阻抗Z₀为待检测的值，耦合电容C_x1和C_x2为干扰测量的背景信号，检测电路的等效阻抗Z的计算公式为调整信号处理与通讯模块激励频率或虚拟电感的电感值，使检测电路达到串联谐振状态,即当检测电路达到谐振状态时，其等效阻抗即为绝缘测量管道(1)内导电流体的等效阻抗，即Z＝Z₀。

3)信号经过虚拟电感模块(5)后，经过信号处理与通讯模块(6)中的电流-电压转换电路，转换成正弦电压信号，该信号经过ADC芯片数字化采样后，送入信号处理与通讯模块的FPGA芯片中进行数字相敏解调计算，数字相敏解调完成后，DSP芯片接收FPGA芯片中的数字相敏解调计算结果，通过USB数据线将计算结果送入微型计算机，微型计算机通过上位机程序接收计算结果，并对计算结果进行处理，经换算得到流体电阻抗的实部信息和虚部信息。

5.根据权利要求4所述的流体电阻抗测量方法，其特征在于：所述的步骤2)通过调整信号处理与通讯模块激励频率使检测电路达到串联谐振状态；其方法为：先确定虚拟电感模块(5)的电感值L，而后改变信号处理与通讯模块(6)产生的正弦激励信号的频率，使其为

6.根据权利要求4所述的流体电阻抗测量方法，其特征在于：所述的步骤2)通过调整虚拟电感的电感值使检测电路达到串联谐振状态；其方法为：先确定信号处理与通讯模块(6)产生的正弦激励信号的频率f，而后改变虚拟电感模块(5)的电感值，使其为

7.根据权利要求4所述的流体电阻抗测量方法，其特征在于：所述的步骤3)具体为：

检测电极流出的交流电流，经过电流-电压转换电路转化为交流电压，该电压经过ADC芯片离散采样后，送入数字相敏解调模块后分解为同相分量V₁和正交分量V₂，根据和V₁和V₂，计算检测信号的幅值A_out和相位θ；

假设激励信号V_i(t)为：

V_in(t)＝A_insinωt

其中，ω为正弦交流激励信号的角频率。

经过电流-电压转换电路之后的交流电压信号V_out(t)为：

V_out(t)＝A_outsin(ωt+θ)

该信号通过ADC芯片可以转换为数字信号V_out(nT)为：

V_out(nT)＝A_outsin(2πnT/N+θ)

式中，T为ADC芯片的采样周期，N为正弦信号每个周期的采样点数，n＝0,1,2…,N-1。

同相参考信号为：

V_sin(nT)＝Bsin(2πnT/N)

正交参考信号为：

V_cos(nT)＝Csin(2πnT/N)

式中，B和C分别为两路参考信号的幅值，将参考信号V_sin(nT)和V_cos(nT)分别与V_out(nT)进行乘法累加计算，得到

$\begin{array}{c}{V}_1=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{V}_{out}\left(nT\right)*V_{\sin }\left(nT\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{A}_{out}\sin (2\mathrm{\π}nT/N+\mathrm{\θ})*B\sin (2\mathrm{\π}nT/N)\\ =\frac{1}{2}{A}_{out}B\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\[-\cos (4\mathrm{\π}nT/N+\mathrm{\θ})+\cos \mathrm{\θ}\]=\frac{1}{2}{\mathrm{NA}}_{out}B\cos \mathrm{\θ}\end{array}$

$\begin{array}{c}{V}_2=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{V}_{out}\left(nT\right)*V_{\cos }\left(nT\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{A}_{out}\sin (2\mathrm{\π}nT/N+\mathrm{\θ})*C\cos (2\mathrm{\π}nT/N)\\ =\frac{1}{2}{A}_{out}C\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\[\sin (4\mathrm{\π}nT/N+\mathrm{\θ})+\sin \mathrm{\θ}\]=\frac{1}{2}{\mathrm{NA}}_{out}C\sin \mathrm{\θ}\end{array}$

由上述两式得到

$A_{out}=\frac{2}{N}\sqrt{\frac{V_1^2}{B^2}+\frac{V_2^2}{C^2}}$

$\mathrm{\θ}=arctan\frac{{\mathrm{BV}}_2}{{\mathrm{CV}}_1}$

通过幅值A_out和相位θ可以推算出被测流体的电阻抗，具体推算过程如下：

假设被测流体的阻抗Z₀＝X+Yj，其中X为电阻抗的实部，Y为电阻抗的虚部，j为复数阻抗的虚数单位，则激励信号V_i(t)和经过电流-电压转换电路之后的交流电压信号V_out(t)之间的关系为：

$R_f\×\frac{A_{in}sin\mathrm{\ω}t}{X+Yj}=A_{out}sin(\mathrm{\ω}t+\mathrm{\θ})$

其中，R_f为电流-电压转换电路的放大倍数；

上式可以变换为复数形式：

$\frac{R_f{A}_{in}X}{X^2+Y^2}=A_{out}cos\mathrm{\θ}$

$-\frac{R_f{A}_{in}Y}{X^2+Y^2}=A_{out}sin\mathrm{\θ}$

将上述两式联立可求得实部阻抗X和虚部阻抗Y：

$X=\frac{R_f{A}_{in}cos\mathrm{\θ}}{A_{out}}$

$Y=-\frac{R_f{A}_{in}sin\mathrm{\θ}}{A_{out}}$

因此，可以得到被测流体的阻抗将计算出的A_out和θ带入即可计算出最终结果。

8.根据权利要求4所述的流体电阻抗测量方法，其特征在于：首先，通过调节激励频率或者虚拟电感模块的电感值，使系统达到串联谐振状态，在该状态下，虚拟电感模块产生的感抗与耦合电容产生的容抗相互抵消，此时得到的阻抗即为管内流体的等效阻抗Z＝Z₀，然后，通过数字相敏解调的方法，获得流体电阻抗的完整信息Z₀＝X+Yj。