一种宽频段微波测量校准方法与流程

本发明涉及微波测量，特别是一种宽频段微波测量校准方法。

背景技术：

目前随着微波能和无线电通信的广泛应用，在某些应用及环境中需要对微波的功率、频率及负载的情况进行实时监测，这些监测通常是通过示波器、频谱仪、功率计及频率计等相关仪器完成的，而这些微波测量仪器常常价格昂贵，极大地增加了运行成本，制约了实际应用。

六端口技术是近些年来发展的一种先进的网络参数测试技术，它主要由一些无源耦合结构和功率检波器所组成。它采用幅度测量代替相位测量的理念，能够对网络的复反射系数、端口功率及衰减等参量进行测量。具有结构简单、功能强、造价低廉，易用于高频段、智能化及测量准确度高等特点。此外，六端口还有一个重要的特点在于它能利用一个合适的校正程序来消除由硬件所带来的测量误差。因此它在软件无线电、通信系统变频接收机以及多普勒测速测距接收机等方面有着十分广阔的应用前景。本发明针对现有六端口校准程序中由于样品的位置分布不佳所带来的较大误差的问题，提出一种优化样品分布的校准方法，该方法具有原理简单，样品数量丰富，适用于宽频带等特点。

技术实现要素：

鉴于现有技术现有六端口校准程序中由于频率改变等因素造成样品的位置分布不佳所带来的较大误差的问题，本发明所要解决的技术问题是提供一种优化样品分布的校准方法，使之客服现有技术的以上缺点。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：

一种宽频段微波测量校准方法，利用双频信号产生合成样品，用遗传算法寻找最优的样品分布，然后对W平面和误差盒进行优化校准；其实现步骤如下：

步骤一 合成样品的产生

在六端口系统的射频源端口和待测元件端口分别加入两频率略有不同的连续高频信号,获得反射系数幅值恒定、相位位于0°～360°的样品；再调节两频信号的幅值,得到分布在整个史密斯原图上的合成样品；

步骤二 W平面校准

在校准过程中首先求解如下的W平面的校准方程：

这里a,b,c,ξ,ρ为五个实常数；分别为对应端口的功率值；

(a)获取预估初值

首先采用函数变换方法把方程(1)变换成九个未知数的一阶线性方程：

通过求解上述九个未知数的一阶线性方程，得到A…..I的值，并通过下面的方程得到a,b,c,ρ,ξ的值：

b＝(2D-GH)/(2AH-DG) (3)

c＝(2E-GI)/(2AI-EG) (4)

a＝b+c+G/A (5)

然后采用大量的样品，通过最小均方差优化方法确定最优的九个未知数的值；最后通过函数变换得到a,b,c,ξ,ρ的预估初值；

(b)求解W平面的校准方程

为了提高精度a…ρ的预估初值被用作遗传优化算法的初值来求解非线性方程(1),用步骤一产生大量样品，用遗传优化算法寻找最优的样品组合，达到最大程度减小校准误差的目的；一旦求出a,b,c,ξ和ρ,W平面的反射系数w就可得到；设w＝u+jv,其实部u和虚部v可以通过式(8)和式(9)求得:

其中，

步骤三 误差盒校准

从W平面的放射系数w变换到Γ_L，这个过程称为误差盒校正，我们可以推得它们的关系为：

此处Y₁,Y₂和Y₃为常数；

对式(4)，任何三个已知的校准件都可用来求解误差盒的参数而第四个只需粗略知道其参数的负载可用来确定v₂中的符号；

步骤四 宽频带系统校准

将宽频带拆分成多个子频带，分别求解这些子频带的校准参数并将它们存放在数据库中，供测量时使用。

本发明的有益效果是，采用合成样品技术，有利于数值优化技术的使用，提高六端口系统的测量精度。采用最小均方差优化方法确定预估初值，有利于校准参数的准确求解。用遗传优化算法寻找最优的样品组合，达到最大程度减小校准误差的目的。采用分频带方法，有利于实现超宽带测量。本发明提供了一种功能强、宽频段、测量准确度高的测量微波参量的校准方法。适用于低成本微波参量在线测量、实时监测及低成本通讯系统中的数字接收机等方面的应用。

附图说明

图1是六端口系统原理示意图

图2是实施例1的示意图；

图3是实测的散射参量图；

图4是实测的q参量相位分布图；

图5是实测的q参量幅值分布图；

图6 HP8510A网络分析仪与六端口系统的测量结果

具体实施方式

下面结合附图及实施例，详细描述本发明的技术方案。

实施例1

本实施例以一个工作于3GHZ到11GHZ的超宽带六端口系统为例进行说明。

如图2所示，本例宽频段微波参量和负载测量装置，包括微波源1、功率分配器2、隔离电阻3、第一功率检波器5(参考端)、第二功率检波器4、第三功率检波器6、第四功率检波器9、Pi型相位转换网络7、Pi型相位转换网络8及测量端口10。本例微波源1与功率分配器2输入端相连，功率分配器2两输出端与隔离电阻3相连，所述隔离电阻3两端分别与第一功率检波器5和第二功率检波器4相连，P i型相位转换网络7的输入端与隔离电阻3并联，测量端口10与Pi型相位转换网络8输出端相连，Pi型相位转换网络7与Pi型相位转换网络8级联，第三功率检波器6的两端分别与Pi型相位转换级联网络(7、8)的输入和输出端相连，第四功率检波器9与Pi型相位转换级联网络(7、8)中部相连。本例功率分配器2、Pi型相位转换网络7及Pi型相位转换网络8采用无耗集总参数元件构成。为了使微波源能量均匀分配到各检测端口，功率分配器2的两支路电感取不一样的值，分别为12.7nH和0.43nH。为了使参考端5与测试端(4、6、9)有足够大的隔离度，隔离电阻应足够大，本例取值为48千欧。为了满足3GHZ到11GHZ的超宽带工作，本例采用两个Pi型相位转换网络(7、8)相级联的结构，以实现超宽带工作。为了提高测量精度，本例采用了大样品数据结合优化方法求解校准系数。

通过测量，本例六端口系统的散射参量如图3所示，S14,S15,S16在整个频带内的分布情况很好，且随着频率的提高，差距越来越小，这说明4,5,6三个端口的能量分配还比较均匀，最大的差值在3GHZ的时候取得，为14.327dB，而功率计的动态范围一般是60dB，即使是效果最差的频带区域也完全可以满足要求，而最小差距只有3dB，这是非常好的，因为它降低了对功率计的动态要求；S13总体比较平缓，在4GHZ的时候取得最大值为-12.381dB,在11GHZ的时候取得最小值-15.173dB，差距不是很大，满足系统要求。此外此系统q值得相位如图4所示，从图中看到，在中心频率附近，相位分布比较理想，例如，在频率6.7GHZ的时候，q4,q5,q6的相角分别为-22.191°,80.30°和175.83°，相位相差比较接近；从整个频带来看，q参数的相位分布一开始是随着频率的升高逐渐变好，在中频附近达到最优值之后，随着频率的升高又逐渐变差，不过在工作频段内其最小相位差为50°左右，远大于系统的最低相位差为25°的要求

图5显示的是q点的幅度分布的情况，整体来看还是比较接近，虽然没能达到优化目标1.5的要求，但是都大于1，完全能够满足要求。综上所述本例的六端口系统的各项指标良好，可以正常运行。

在实测过程中，待测负载及校准件事先用HP8510A网络分析仪进行测量校准。在测量前先进行二级管检波器及六端口系统的校准，并将校准结果存入程序中。图6为用HP8510A网络分析仪与六端口系统对待测负载反射系数的测量结果。可以看到其最大的误差为0.7dB/3°且对大多数情形，其误差范围在0.2dB/2°的范围内。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。