一种雷达信道化接收信号的前沿测频装置及方法与流程

本发明属于雷达技术领域，具体涉及一种雷达信道化接收信号的前沿测频装置及方法。

背景技术：

现代战场中的信号类型多样，信号密度高，雷达信号侦察系统很重要的任务就是要截获空间中的雷达信号并对其频率进行测量。一般雷达信号占用的典型频段为500兆赫到18吉赫，毫米波雷达的工作频率甚至可以达到40吉赫或者更高，雷达信号的带宽、载频和脉内调制方式不同，在频域上相互接近却又存在差异。被动雷达侦察系统常用的被动雷达信道化前沿测频技术快速傅立叶变换法(FFT)测频法，通过提取前沿一定时间的采样点进行FFT运算，依据输出谱峰位置信息进行测频，为达到测频精度要求，FFT前沿测频需要的采样点数较多，无法适应短脉冲情况，且运算时间长。

技术实现要素：

鉴于上述的分析，本发明提出一种雷达信道化接收信号的前沿测频装置及方法，对被动雷达信道化处理后的子信道信号进行前沿测频，测频采样点数少，适应短脉冲情况的需要；测频速度快，实时性好。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种雷达信道化接收信号的前沿测频方法，包括以下步骤：

步骤1、对雷达信道化接收系统子信道内的信号瞬时相位φ(i)求后向差分得到瞬时相位差Δφ(i)，并对瞬时相位差Δφ(i)进行解卷绕，输出为无模糊的瞬时相位差Δφ'(i)；

步骤2、选取步骤1输出的无模糊的瞬时相位差Δφ'(n)的前n个值，进行取平均运算得到前沿瞬时相位差的平均值A；

步骤3、根据前沿瞬时相位差的平均值A计算雷达信号的瞬时频率相对子信道中心频率的偏离值Δf；

步骤4、根据公式f＝f0+Δf计算雷达信号的真实频率f；所述f0为信号所在子信道的中心频率。

进一步地，所述解卷绕方法根据公式：

对瞬时相位差Δφ(i)进行去模糊处理得到无模糊的瞬时相位差Δφ'(i)。

进一步地，所述n值为2的幂次方。

进一步地，所述取平均运算包括以下过程：

1)对瞬时相位差Δφ'(i)的前n个值进行两两分组分步相加求和；

首先，把瞬时相位差Δφ'(i)的前n个值存储到寄存器组1中，对寄存器组1中的瞬时相位差值进行两两分组相加后，存储到相应的寄存器组2中；

然后，对寄存器组2中的值再次两两分组相加后存储，直到得到瞬时相位差Δφ'(i)的前n个值的和并存储到相应的寄存器中；

2)对存储有前n个值和的寄存器进行右移除法运算得到前n个值的平均值A。

进一步地，所述偏离值Δf根据公式求得，所述Ts为雷达信道化接收的子信道内信号的采样间隔，计算公式为所述fs为雷达接收机采样率，M为信道化接收的抽取倍数。

一种用于实现雷达信道化接收信号前沿测频方法的测频装置，包括无模糊相位差模块、前沿瞬间相位差生成模块、频率偏离计算模块和真实频率生成模块；

所述无模糊相位差模块对雷达信道化接收系统子信道内的信号瞬时相位φ(i)求后向差分得到瞬时相位差Δφ(i)后，进行解卷绕，输出无模糊瞬时相位差Δφ'(i)到所述前沿瞬间相位差生成模块；

所述前沿瞬间相位差生成模块选取Δφ'(n)的前n个值进行寄存后，进行取平均运算得到前沿瞬时相位差的平均值A输出到所述频率偏离计算模块；

所述频率偏离计算模块计算雷达信号的瞬时频率偏离值Δf输出到所述真实频率生成模块；

所述真实频率生成模块对输入的瞬时频率偏离值Δf和信号所在子信道的中心频率f0求和得到雷达信号的真实频率f输出。

进一步地，所述无模糊相位差模块包括相位差模块和去模糊模块；

所述相位差模块对雷达信道化接收系统子信道内的信号瞬时相位φ(i)求后向差分得到瞬时相位差Δφ(i)；

所述去模糊模块对所述瞬时相位差Δφ(i)进行解卷绕，输出无模糊瞬时相位差Δφ'(i)。

进一步地，所述前沿瞬间相位差生成模块选取寄存的Δφ'(n)的前n个值个数为2的幂次方。

进一步地，所述前沿瞬间相位差生成模块对瞬时相位差Δφ'(i)的前n个值进行两两分组分步相加求和后的结果存储在寄存器中，然后对寄存器进行右移除法运算得到前n个值的平均值A。

进一步地，在所述频率偏离计算模块中，根据公式计算频率偏离值，所述Ts为雷达信道化接收的子信道内信号的采样间隔，计算公式为所述fs为雷达接收机采样率，M为信道化接收的抽取倍数。

根据上述技术方案，本发明的有益效果为：

本发明能够在短时间内较精确地测量雷达信号的前沿频率，具有良好的测频精度，可对不同调制类型的雷达信号进行测量具有较强的实用性和通用性。

附图说明

附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。

图1为雷达信道化接收信号的前沿测频方法流程图；

图2为雷达信道化接收信号的前沿测频装置图；

图3为常规雷达信号经信道化处理后的原始相位；

图4为LIM雷达信号经信道化处理后的原始相位；

图5为常规雷达信号后向差分的瞬时相位差；

图6为LFM雷达信号后向差分的瞬时相位差；

图7为常规雷达信号解卷绕后的无模糊瞬时相位差；

图8为LFM雷达信号解卷绕后的无模糊瞬时相位差；

图9为常规雷达信号无模糊瞬时相位差4点平均结果；

图10为LFM雷达信号无模糊瞬时相位差4点平均结果；

图11为常规雷达信号瞬时频率偏离子信道中心频率值；

图12为LFM雷达信号瞬时频率偏离子信道中心频率值。

具体实施方式

下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理。

本发明的一个具体实施例，公开一种雷达信道化接收信号的前沿测频方法，所述方法可处理不同调制类型的雷达信号，如图1所示，包括以下步骤：

步骤1、对雷达信道化接收系统子信道内的信号瞬时相位φ(i)求后向差分得到瞬时相位差Δφ(i)，并对瞬时相位差Δφ(i)进行解卷绕，输出为无模糊的瞬时相位差Δφ'(i)；

所述后向差分根据公式Δφ(i)＝φ(i+1)-φ(i)，i＝1,…,N-1，得到输入雷达信号的瞬时相位差Δφ(i)，其中N是雷达信道化接收的子信道内信号的采样点数；

所述解卷绕方法根据公式对瞬时相位差Δφ(i)进行去模糊处理得到无模糊的瞬时相位差Δφ'(i)。

步骤2、选取步骤1输出的无模糊的瞬时相位差Δφ'(n)的前n个值，进行取平均运算得到前n个瞬时相位差平均值A；

所述n值的选取由包括处理的雷达短脉冲的脉冲宽度在内的因素决定；根据脉冲雷达的特性，脉冲的前沿数据受多径效应影响较小，能更好的反映出雷达的频率，因此，在测量前沿频率时，选取无模糊的瞬时相位差Δφ'(n)的前n个值，进行累加后取平均运算得到前沿斜率平均值A，以提高信噪比，由于雷达短脉冲的脉冲宽度一般为0.1～0.3μs，脉冲的时间很短，因此，n值不能选取过多，否则会影响测量的精度，为运算方便，选取n值为2的幂次方；n值可选取为4或8。

对选取的n个值进行取平均运算包括以下过程：

1)对瞬时相位差Δφ'(i)的前n个值进行两两分组分步相加求和；

首先，把瞬时相位差Δφ'(i)的前n个值存储到寄存器组1中，对寄存器组1中的瞬时相位差值进行两两分组相加后，存储到相应的寄存器组2中，然后，在对寄存器组2中的值再次两两分组相加后存储，直到得到瞬时相位差Δφ'(i)的前n个值的和并存储到相应的寄存器中。

2)对存储有相应的前n个值和的寄存器进行右移除法运算得到前n个值的平均值A。

步骤3、根据前沿瞬时相位差的平均值A计算雷达信号的瞬时频率相对各子信道中心频率的偏离值Δf。

所述偏离值Δf根据公式求得，所述Ts为雷达信道化接收的子信道内信号的采样间隔，计算公式为所述fs为雷达接收机采样率，M为信道化接收的抽取倍数。

步骤4、计算雷达信号的真实频率f

所述雷达信号的真实频率f＝f0+Δf；所述f0为信号所在子信道的中心频率。

一种雷达信道化接收信号的前沿测频装置，包括无模糊相位差模块、前沿瞬间相位差生成模块、频率偏离计算模块和真实频率生成模块；

所述无模糊相位差模块对雷达信道化接收系统子信道内的信号瞬时相位φ(i)求后向差分得到瞬时相位差Δφ(i)后，进行解卷绕，输出无模糊瞬时相位差Δφ'(i)到所述前沿瞬间相位差生成模块；

所述无模糊相位差模块包括相位差模块和去模糊模块；

所述相位差模块对雷达信道化接收系统子信道内的信号瞬时相位φ(i)求后向差分得到瞬时相位差Δφ(i)；

所述去模糊模块对所述瞬时相位差Δφ(i)进行解卷绕，输出无模糊瞬时相位差Δφ'(i)。

所述前沿瞬间相位差生成模块选取Δφ'(n)的前n个值进行寄存后，进行取平均运算得到前沿瞬时相位差的平均值A输出到所述频率偏离计算模块；

所述前沿瞬间相位差生成模块选取寄存的Δφ'(n)的前n个值(2的幂次方)进行两两分组分步相加求和后的结果存储在寄存器中，然后对寄存器进行右移除法运算得到前n个值的平均值A。

所述频率偏离计算模块计算雷达信号的瞬时频率偏离值Δf输出到所述真实频率生成模块；

在所述频率偏离计算模块中，根据公式计算频率偏离值，所述Ts为雷达信道化接收的子信道内信号的采样间隔，计算公式为所述fs为雷达接收机采样率，M为信道化接收的抽取倍数。

所述真实频率生成模块对输入的瞬时频率偏离值Δf和信号所在子信道的中心频率f0求和得到雷达信号的真实频率f输出。

为了验证雷达信道化接收信号的前沿测频装置，输入两种不同脉内调制类型的雷达信号到所述前沿测频装置，

如图3所示，信号1为常规信号，中心频率1505MHz，脉宽为13.3us；

如图4所示，信号2为LFM信号，中心频率1505MHz，带宽10MHz，脉宽13.3us。

信号经过所述相位差模块对输入的雷达信道化接收信号的瞬时相位φ(i)求后向差分得到瞬时相位差Δφ(i)

信号1的瞬时相位差Δφ(i)如图5所示；

信号2的瞬时相位差Δφ(i)如图6所示；

所述图5、6横坐标表示采样点数，纵坐标表示瞬时相位差。

信号经过去模糊模块对瞬时相位差Δφ(i)进行解卷绕，输出为无模糊的瞬时相位差Δφ'(i)

信号1的无模糊的瞬时相位差Δφ'(i)如图7所示；

信号2的无模糊的瞬时相位差Δφ'(i)如图8所示；

所述图7、8横坐标表示采样点数，纵坐标表示无模糊瞬时相位差。

信号经过所述前沿瞬间相位差生成模块取n点平均运算得到前沿瞬时相位差的平均值A，以4点平均为例进行平均，

信号1的前沿瞬时相位差的平均值A如图9所示；

信号2的前沿瞬时相位差的平均值A如图10所示；

所述图9、10横坐标表示采样点数，纵坐标表示瞬时相位差4点平均值。

从所述图9、10可见，求n点平均确实能够提升信噪比，进而提高测频精度。

信号经过所述频率偏离计算模块计算雷达信号的瞬时频率偏离值Δf

信号1的瞬时频率偏离值Δf如图11所示；对于普通信号得到的Δf为5MHz；

信号2的瞬时频率偏离值Δf如图12所示；对于LFM信号得到的Δf为10MHz线性变化0；

所述图11、12横坐标表示采样点数，纵坐标表示雷达信号真实频率相对信号所在信道中心频率的偏离值。

根据被动雷达信道化对子信道的划分可知，进行前沿测频的子信道的中心频率为1500MHz；

将子信道的中心频率与信号1和信号2的频率偏离值Δf分别相加后得到信号1的测量频率为1505MHz，信号2的测量频率为中心频率1505MHz，带宽10MHz。

测量频率与输入信号的频率相同，验证了雷达信道化接收信号的前沿测频装置可以对不同调制的雷达信号进行测频。

根据上述具体实施方式的介绍可知，本发明的雷达信道化接收信号的前沿测频装置及方法能够在短时间内较精确地测量雷达信号的前沿频率，具有良好的测频精度，可对不同调制类型的雷达信号进行测量具有较强的实用性和通用性。

上述具体实施方式仅用于解释和说明本发明的技术方案，但并不能构成对权利要求的保护范围的限定。本领域技术人员应当清楚，在本发明的技术方案的基础上做任何简单的变形或替换而得到的新的技术方案，均将落入本发明的保护范围之内。