一种高隔离度单端口矢量网络分析仪及方法与流程

本发明属于射频测量领域，特别涉及一种高隔离度单端口矢量网络分析仪及方法。

背景技术：

矢量网络分析仪广泛应用到射频及通信测试系统中。矢量网络分析仪一般包含激励信号源及若干个接收机模块。

激励信号源通常采用频率合成器进行合成，其频率覆盖范围一般覆盖多个倍频程。接收机单元一般采用采样变频及直接下变频等方式，其中采样变频应用广泛如是德科技、安立公司等多款仪器当中。采样变频优点是结构简单，效率高且成本低。但其缺点非常明显，随着频率提高其接收机动态范围逐渐减少，从而，对动态范围要求高的场合很难应用。

接收机的另外一种方式为相参下变频接收机，此种接收机在最新款的矢量网络分析仪中逐渐应用开来。这种接收机的优点非常明显，由于激励源与本振源完全隔离，从而，隔离度可以做的非常高。但是缺点也较为显著，由于激励源及本机振荡器完全隔离，即完全依靠频率合成器得到相参信号，其随着频率提高相参信号的精度会逐渐恶化，导致精度逐渐下降。由以上所知，精度与隔离度不能很好的兼顾。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种高隔离度单端口矢量网络分析仪及方法，可以在保证测量精度的前提下提高分析仪的隔离度。

本发明采用以下技术方案：一种高隔离度单端口矢量网络分析仪，包括用于产生激励信号的频率合成信号源，频率合成信号源的信号输出端连接至定向耦合器信号输入端，定向耦合器的信号输出端连接至待测器件，定向耦合器的反射信号输出端连接至第一混频器的第一信号输入端；

还包括本机振荡器，本机振荡器的信号输出端连接至第一混频器的第二信号输入端，第一混频器的信号输出端通过第一低通滤波器连接至中频幅度及相位检测模块的第一信号输入端；

频率合成信号源和本机振荡器的输出端还通过倍频混频单元连接至中频幅度及相位检测模块的第二信号输入端，中频幅度及相位检测模块用于提取两个信号输入端信号幅度差和相位差信息，并将幅度差和相位差信息发送至处理器及显示单元。

进一步的，倍频混频单元包括分别于频率合成信号源和本机振荡器输出端相连接的第一倍频器和第二倍频器，第一倍频器和第二倍频器的信号输出端分别连接至第二混频器的第一信号输入端和第二信号输入端，混频器的信号输出端通过低通滤波器连接至中频幅度及相位检测模块的第二信号输入端。

进一步的，第一倍频器的信号输出端的输出信号的频率为2f，其中，f为频率合成信号源的输出信号的频率；

第二倍频器的信号输出端的输出信号的频率为2flo，其中，flo为本机振荡器的输出信号的频率。

进一步的，flo＝f+δf，δf为固定频差，取值为1mhz-100mhz。

进一步的，频率合成信号源和本机振荡器的信号输入端分别连接至参考源。

本发明还公开了一种网络参数测量方法，包括以下步骤：

通过频率合成信号源生成激励信号源，并将激励信号源通过定向耦合器发送至待测器件，将定向耦合器的反射信号发送至第一混频器；

通过本机振荡器生成合成信号源，将合成信号源分别发送至第一混频器和第二倍频器；

通过第一混频器将定向耦合器的反射信号和合成信号源进行混频，经第一低通滤波器滤波后发送至中频幅度及相位检测模块；

将激励信号源经过第一倍频器后与通过第二倍频器后的合成信号源经过第二混频器混频后发送至第二低通滤波器进行滤波，并将滤波后的信号发送至中频幅度及相位检测模块；

通过中频幅度及相位检测模块对经第一低通滤波器滤波后的信号和经第二低通滤波器的信号提取信号幅度差和相位差，并将幅度差和相位差发送至处理器及显示单元。

进一步的，频率合成信号源和本机振荡器均与参考源连接，且激励信号源和合成信号源的相位均与参考源的相位相同。

进一步的，第一倍频器的信号输出端的输出信号的频率为2f，其中，f为激励信号源的频率；

第二倍频器的信号输出端的输出信号的频率为2flo，其中，flo为合成信号源的频率。

进一步的，flo＝f+δf，δf为固定频差，取值为1mhz-100mhz。

本发明的有益效果是：将激励源信号一路直接输出，另外一路2倍频输出，本机振荡器也分成两路，一路信号与激励源保持固定频差，另外一路信号2倍频输出。激励源的2倍频信号与本机振荡器的2倍频信号下变频后作为参考信号。显著提高了参考信号与对外输出的激励源信号之间隔离度，进而提高了系统的动态范围。同时，利用2倍频器的下变频作为相位参考，系统的精度不会显著下降。本发明较好的兼顾了隔离度与精度指标，可广泛应用到各类矢量网络分析仪系统中。

【附图说明】

图1为本发明的高隔离度矢量网络分析仪的原理框图；

图2为本发明第一实施例具体实施电路图；

图3为本发明第二实施例具体实施电路图；

图4为本发明矢量网络分析仪测得的信号动态范围测试图。

其中：1.参考源；2.频率合成信号源；3.第一倍频器；4.第一混频器；5.定向耦合器；6.待测器件；7.本机振荡器；8.第二倍频器；9.第二混频器；10.第二低通滤波器；11.中频幅度及相位检测模块；12.处理器及显示单元；13.第一低通滤波器。

【具体实施方式】

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明公开了一种高隔离度单端口矢量网络分析仪，如图1所示，为本发明的第一实施例，包括用于产生激励信号的频率合成信号源2，频率合成信号源2用来结合参考源1生成激励信号源。

频率合成信号源2的信号输出端连接至定向耦合器5信号输入端，定向耦合器5的信号输出端连接至待测器件6，定向耦合器5的反射信号输出端连接至第一混频器4的第一信号输入端。通过定向耦合器5可以把激励信号源的信号和反射信号有效隔离。

本申请的矢量网络分析仪还包括本机振荡器7，本机振荡器7用于产生合成信号源，即flo＝f+δf，δf为固定频差，取值为1mhz-100mhz。本机振荡器7的信号输出端连接至第一混频器4的第二信号输入端，第一混频器4的信号输出端通过第一低通滤波器13连接至中频幅度及相位检测模块11的第一信号输入端。通过第一混频器4输出的信号进入到第一低通滤波器13中，经过低通滤波可以得到中频信号，该中频信号即为δf，也是本机振荡器7和频率合成信号源2所产生信号的固定频差。

频率合成信号源2和本机振荡器7的输出端还通过倍频混频单元连接至中频幅度及相位检测模块11的第二信号输入端，由此可知，进入中频幅度及相位检测模块11的有两路信号，中频幅度及相位检测模块11用于提取两个信号输入端信号幅度差δadb和相位差δφ信息，并将幅度差和相位差信息发送至处理器及显示单元12，进行显示和进一步处理。

倍频混频单元包括分别于频率合成信号源2和本机振荡器7输出端相连接的第一倍频器3和第二倍频器8，在本实施例中第一倍频器3和第二倍频器8均采用2倍频器，采用2倍频器有两方面好处：一方面是有方便的集成芯片使用，不需要再去重新设计或制作，另一方面2倍频器的相位恢复容易。第一倍频器3的信号输出端的输出信号的频率为2f，其中，f为频率合成信号源2的输出信号的频率；第二倍频器8的信号输出端的输出信号的频率为2flo，其中，flo为本机振荡器7的输出信号的频率。

第一倍频器3和第二倍频器8的信号输出端分别连接至第二混频器9的第一信号输入端和第二信号输入端，混频器9的信号输出端通过低通滤波器10连接至中频幅度及相位检测模块11的第二信号输入端。

经过倍频混频单元的低通滤波可以得到中频信号，该中频信号即为2δf，也是本机振荡器7和频率合成信号源2所产生信号的二倍固定频差。

另外，频率合成信号源2和本机振荡器7的信号输入端分别连接至参考源1，通过参考源1可以保证频率合成信号源2和本机振荡器7的相位一致，确保整个系统的精确度。

如图2所示，为本发明的第二实施例，给出了本机振荡器7、第二倍频器8、第一混频器4和第一低通滤波器13的具体实施电路图。

本机振荡器7及第二倍频器8采用芯片adf5355，该芯片覆盖频率范围为54m-6800mhz。第一混频器4采用芯片adl5801，该芯片覆盖频率为10m-6000mhz，与芯片adf5355频率范围基本吻合，adl5801芯片输入输出为差分信号，为了便于射频测试，便于与sma接口连接，采用tcm1-63x射频变压器将差分信号变为单端信号。同时，在第一低通滤波器13中采用tc4-1w+射频变压器将差分信号变换为单端信号。

在芯片adf5355上：

第一引脚连接至p1接口的第三引脚；

第二引脚连接至p1的第二引脚；

第三引脚连接至p1的第一引脚(p1的第四引脚接lock)；

第二十二引脚通过电阻r2后接地，电阻r2为4.7kω；

第二十八引脚通过电容c40后接地，电容c40为100nf；

第二十九引脚依次串联电容c6、c5、p01后接地，p01接口用于外部参考时钟输入，电容c6和c5的连接端还均连接电阻r1后接地，其中，电容c6和c5均为1nf，电阻r1为51ω；

第八、九、十三、十五、十八、二十一和三十一引脚均接地；

第十九引脚接+5v，且并电容c11和c12后接地，电容c11为10pf，电容c12为0.1uf；

第二十三引脚并联电容c9和c10后接地，电容c9为10pf，电容c10为0.1uf；

第二十四引脚并联电容c7和c8后接地，电容c7为10pf，电容c8为0.1uf；

第七引脚并联电容c15、(电阻r5和电容c17串联)和(电阻r4串联电容c16)后接地，其中电容c15为1.2uf，电阻r5为6.2kω，电容c17为470pf，电阻r4为3kω，电容c16为15nf；

第二十引脚连接至电阻r5和电容c17之间；

第十一引脚一路通过电感l6后接+5v，另一路通过电容c24后连接至第一混频器4的adl5801芯片的第四引脚，电感l6为3.9nh，电容c24为1000pf；

第十二引脚一路通过电感l11后接+5v，另一路通过电容c18后连接至adl5801芯片的第三引脚，电感l11为3.9nh，电容c18为1000pf；

第十四引脚直接连接至p15(p15即为第二混频器9的信号输入接口)；

第三十引脚直接连接lock，lock为芯片输出的锁定指示，据此可以判断芯片内部频率合成器是否工作正常；

第二十五引脚通过电容c22后接地，电容c22为100nf；

第三十二引脚通过电容c25后接地，电容c25为100nf；

第十引脚直接连接+3.3v；

第四、五、十六、二十六和二十七引脚均连接+3.3v；

第六和十七引脚均连接+5v。

在芯片adl5801上：

第一、二、五、六、八、九、十二、十四、十七、十九、二十三和二十五引脚均接地；

第七、十三、十八和二十四引脚接+5v；

第十一引脚并联电容c82和c83后接地，电容c82为0.1uf，电容c83为100pf；

第十引脚并联电容c81、c80和(电阻r81和电容c82串联)后接地，且还并联电阻r80后接+5v，电容c80为0.1uf，电容c81为100pf，电阻r81为0ω(r81使为了测试后面电路，调试时候使用，调试时候不焊接)，电阻r80为1kω；

第十五引脚通过电容c90连接至tcm1-63x+射频变压器的第一和第二引脚，电容c90为1nf；

第十六引脚通过电容c91连接至tcm1-63x+射频变压器的第三引脚，电容c91为1nf；

第二十引脚接tc4-1w+射频变压器的第一引脚；

第二十一引脚接接tc4-1w+射频变压器的第三引脚。

在tcm1-63x+射频变压器上：

第四和五引脚接地；

第六引脚通过电容c86接j2(j2为sma接口的一种类型接口)，电容c86为1nf。

j2的第一、二、三和四引脚均接地。

在tc4-1w+射频变压器上(也是中频信号处理)：

第二引脚一路连接+5v，另一路通过电容c84后接地，电容c84为0.1uf；

第四和五引脚均接地；

第六引脚依次串联电容c85、电感l91、电感l92、电感l93和j3(j3为sma接口的一种类型接口)，电容c85为1nf，电感l91为0(为调试时使用)，电感l92和l93均为1uh，

电感l91和电感l92之间通过电容c97后接地；

电感l92和电感l93之间通过电容c98后接地；

电感l93和j3之间通过电容c99后接地；

电容c97为365pf，电容c98为628pf，电容c99为365pf；

j3的第一、二、三和四引脚均接地。

如图3所示，为本发明的第三实施例，给出了频率合成信号源2、第一倍频器3、第二混频器9和第二低通滤波器10的具体实施电路图。

频率合成信号源2及第一倍频器3也采用芯片adf5355，第二混频器9采用芯片adl5801，同时，在第二低通滤波器10中采用tc4-1w+射频变压器将差分信号变换为单端信号。

在芯片adf5355上：

第一引脚连接至p1的第三引脚；

第二引脚连接至p1的第二引脚；

第三引脚连接至p1的第一引脚(p1的第四引脚接lock)；

第二十二引脚通过电阻r2后接地，电阻r2为4.7kω；

第二十八引脚通过电容c40后接地，电容c40为100nf；

第二十九引脚依次串联电容c6、c5、p01后接地，电容c6和c5的连接端还连接电阻r1后接地，其中，电容c6和c5均为1nf，电阻r1为51ω；

第八、九、十三、十五、十八、二十一和三十一引脚均接地；

第十九引脚接+5v，且并电容c11和c12后接地，电容c11为10pf，电容c12为0.1uf；

第二十三引脚并联电容c9和c10后接地，电容c9为10pf，电容c10为0.1uf；

第二十四引脚并联电容c7和c8后接地，电容c7为10pf，电容c8为0.1uf；

第七引脚并联电容c15、(电阻r5和电容c17串联)和(电阻r4串联电容c16)后接地，其中电容c15为1.2uf，电阻r5为6.2kω，电容c17为470pf，电阻r4为3kω，电容c16为15nf；

第二十引脚连接至电阻r5和电容c17之间；

第十一引脚一路通过电感l6后接+5v；

第十二引脚一路通过电感l11后接+5v，另一路通过电容c18后连接至p30(p30接口接到定向耦合器)，电感l11为3.9nh，电容c18为1000pf；

第十四引脚通过电容c94后连接tcm1-63x+射频变压器(u23)的第四引脚，电容c94为1nf；

第三十引脚直接连接lock；

第二十五引脚通过电容c22后接地，电容c22为100nf；

第三十二引脚通过电容c25后接地，电容c25为100nf；

第十引脚直接连接+3.3v；

第四、五、十六、二十六和二十七引脚均连接+3.3v；

第六和十七引脚均连接+5v。

在tcm1-63x+射频变压器(u23)上：

第六引脚接地；

第二引脚通过电容c93后接芯片adl5801的第四引脚，电容c93为1nf；

第三引脚通过电容c92后接芯片adl5801的第三引脚，电容c92为1nf。

在芯片adl5801上：

第一、二、五、六、八、九、十二、十四、十七、十九、二十三和二十五引脚均接地；

第七、十三、十八和二十四引脚接+5v；

第十一引脚并联电容c82和c83后接地，电容c82为0.1uf，电容c83为100pf；

第十引脚并联电容c81、c80和(电阻r81和电容c82串联)后接地，且还并联电阻r80后接+5v，电容c80为0.1uf，电容c81为100pf，电阻r81为0ω，电阻r80为1kω；

第十五引脚通过电容c90连接至tcm1-63x+射频变压器(u12)的第一和第二引脚，电容c90为1nf；

第十六引脚通过电容c91连接至tcm1-63x+射频变压器(u12)的第三引脚，电容c91为1nf；

第二十引脚接tc4-1w+射频变压器的第一引脚；

第二十一引脚接接tc4-1w+射频变压器的第三引脚。

在tc4-1w+射频变压器上：

第二引脚一路连接+5v，另一路通过电容c84后接地，电容c84为0.1uf；

第四和五引脚均接地；

第六引脚依次串联电容c85、电感l91、电感l92、电感l93和j3，电容c85为1nf，电感l91为0，电感l92和l93均为1uh，

电感l91和电感l92之间通过电容c97后接地；

电感l92和电感l93之间通过电容c98后接地；

电感l93和j3之间通过电容c99后接地；

电容c97为365pf，电容c98为628pf，电容c99为365pf；

j3的第一、二、三和四引脚均接地。

在tcm1-63x+射频变压器(u12)上：

第四和五引脚接地；

第六引脚通过电容c86后接j2，电容c86为1nf；

j2的第一、二、三和四引脚均接地。

如图4所示，为采用本发明实施例的网络分析仪所做实验得出的动态范围测试图，从图中可看出，输出信号约+4dbm，经过校准后，动态范围>110db，动态范围大大的提高了，即该网络分析仪的隔离度大大的提高了。

本发明还公开了一种网络参数测量方法，包括以下步骤：

频率合成信号源2和本机振荡器7均与参考源1连接，且频率合成信号源2、本机振荡器7和参考源1的信号相位相同，参考源信号频率为fref。通过参考源可以保证激励信号源和合成信号源的相位一致，有利于整个系统的计算精度。

通过频率合成信号源2生成激励信号源f，并将激励信号源f通过定向耦合器5发送至待测器件6，将定向耦合器5的反射信号发送至第一混频器4。

通过本机振荡器7生成合成信号源，即flo＝f+δf，δf为固定频差，取值为1mhz-100mhz。将合成信号源分别发送至第一混频器4和第二倍频器8。第二倍频器8的信号输出端的输出信号的频率为2flo，其中，flo为合成信号源的频率。

通过第一混频器4将定向耦合器5的反射信号和合成信号源进行混频，经第一低通滤波器13滤波后发送至中频幅度及相位检测模块11。

将激励信号源经过第一倍频器3后与通过第二倍频器8后的合成信号源经过第二混频器9混频后发送至第二低通滤波器10进行滤波，并将滤波后的信号发送至中频幅度及相位检测模块11。第一倍频器3的信号输出端的输出信号的频率为2f，其中，f为激励信号源的频率。

通过中频幅度及相位检测模块11对经第一低通滤波器13滤波后的信号和经第二低通滤波器10的信号提取信号幅度差和相位差，并将幅度差和相位差发送至处理器及显示单元。

本方法中将激励源信号一路直接输出，另外一路2倍频输出。本机振荡器也分成两路，一路信号与激励源保持固定频差，另外一路信号2倍频输出。激励源的2倍频信号与本机振荡器的2倍频信号下变频后作为参考信号，显著提高了参考信号与对外输出的激励源信号之间隔离度，进而提高了系统的动态范围。同时，利用2倍频器的下变频作为相位参考，系统的精度不会显著下降。